JPH05207336A - 波形補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 各種ビデオ機器に好適な波形補正装置であ
り、波形エッジを急峻化することで画質を改善するが、
観賞者に違和感を与えることなく自然な形で、再生画像
の鮮鋭度及び解像度を改善できる装置を提供することを
目的としている。本発明は、特に、振幅変調波に対して
有効に働く装置である。 【構成】 ラインL1に供給される入力信号から、遅延回
路1-4 により一定時間間隔ごとに信号ｘn が配置された
信号列を得、この信号列から、平均値回路1-1 で平均値
ｍと差信号（ｘ0 −ｍ）を求め、標準偏差値回路1-2 で
標準偏差値σを求める。次に、波形変換器1-3 で、振幅
が標準偏差値σで極性が差信号（ｘ0 −ｍ）から与えら
れる信号ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）σと、平均値ｍとの和を求
めて、波形変化部を急峻化した出力信号ｙ0 を得てい
る。ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）σがエッジ強調成分である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、テレビジョン（TV）
受像機、ヒデオテープレコーダ（VTR ）等の各種ビデオ
機器、及び、画像データを扱う各種画像処理装置等に好
適な波形補正装置に関する。そして、この発明は、波形
の変化部即ち波形エッジを急峻化することで画質を改善
するが、観賞者に違和感を与えることなく自然な形で、
再生画像の鮮鋭度及び解像度を改善できる波形補正装置
を提供することを目的としている。本発明は、特に、振
幅変調波に対して有効に働く装置である。

【０００２】

【従来の技術】従来、画質改善のために用いられる輪郭
補正では、２次微分処理によって輪郭補正成分を求め、
この補正成分を元の信号に適量付加していた。この方法
による輪郭補正では、輪郭補正成分である２次微分波形
が、元の信号の波形変化部（エッジ部）の中点よりもか
なり外側にピークを持つ波形となる。従って、この２次
微分波形を元の信号に付加すると、プリシュートやオー
バーシュートが発生することがあり、期待する程の画質
改善効果がなく、また、再生画像のエッジ部分に白黒の
縁どりができるなどの不自然な輪郭補正となることがあ
った。さらに、色信号のような変調されている信号（被
変調波が色信号の場合には、その変調波は色差信号、搬
送波は色副搬送波）に対しては、変調状態のままで処理
することが難しく、一旦復調して色差信号にした後で輪
郭補正を行い、必要なら再度変調して色信号に戻すなど
の処理を行っていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この発明が解決しよう
とする課題は、元の信号の波形変化部、即ちエッジ部の
略中点位置にできるだけ滑らかなスロープで波形を急峻
化するための信号成分を付加することでエッジ強調を行
い、過度のプリシュートやオーバーシュートによる不自
然な輪郭補正を防ぎ、観賞者に対して違和感を与えるこ
となく、かつ自然な形で最適な鮮鋭度及び解像度を向上
させることができると共に、ＩＣ化に適した波形補正装
置とするには、どのような手段を講じればよいかという
点にある。さらに、元の信号が、ＴＶ信号の色信号のよ
うに振幅変調されている被変調波であっても、変調状態
のままでその包絡線の変化部を急峻化できると共に、変
調波（例えば色差信号）の波形変化部をも急峻化でき、
周波数帯域不足に伴う色ニジミ現象等を改善できる波形
補正装置とするには、どのような手段を講じればよいか
という点にある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】そこで、上記課題を解決
するために本発明は、入力信号である第１の信号から、
所定の一定時間間隔ごとに信号が配置された信号列を得
て第２の信号として出力する遅延回路と、前記第２の信
号の平均値を求めて第３の信号として出力する平均値回
路と、前記第２及び第３の信号から標準偏差値を求めて
第４の信号として出力する標準偏差値回路と、前記第２
の信号に含まれる前記一定時間間隔ごとに配置された信
号の中央値と、前記第３の信号との差を求めて第５の信
号として出力する減算回路と、前記第３、第４、及び第
５の信号が供給され、前記第４の信号から求めた振幅値
と、前記第５の信号から求めた極性と、前記第３の信号
の値とにより第６の信号を得て出力信号とする波形変換
回路とより構成し、前記入力信号の振幅変化部を急峻化
させ、エッジ強調を行うことを特徴とする波形補正装置
を提供するものである。

【０００５】

【実施例】図１はこの発明の第１実施例の機能ブロック
構成図であり、図２は第１実施例のさらに具体的な構成
例を示す図であり、図３は第１実施例の評価システム例
を示す図である。図４〜図８は第１実施例の動作説明図
である。以下の動作説明に際しては、便宜上、簡略化し
た模擬的な表現法も採用している。また、具体的回路例
としてデジタル回路を挙げる場合でも、その動作説明を
わかりやすくするため、その回路の信号波形をアナログ
波形として示すものとする。さらに、以下では一定時間
ずつ隔てた複数個の信号を使用しているが、これらの信
号に対して次式のような簡略化した表現法を用いること
にする。

【０００６】

【数１】

【０００７】まず、図１の機能ブロック構成図を用い
て、第１実施例の基本動作を説明する。第１実施例は４
つの機能ブロックで構成されている。１−１は平均値回
路（減算回路も兼ねる）、１−２は標準偏差値回路、１
−３は波形変換器、１−４は遅延回路である。なお、以
下の説明では便宜上、各回路自体の処理時間による信号
の遅れ、及びその遅れを単に補正するためだけに通常用
いられる遅延回路等は、説明上必要な場合を除いて省略
するものとする。ラインＬ1 に供給される入力信号を、
遅延回路１−４により一定時間間隔ごとに抽出した信号
を図４（ｂ）に示すようなｘn 、ラインＬ2 に出力され
る信号を図４（ｃ）に示すようなｙn としたとき、平均
値回路１−１では次式に基づき、平均値ｍを求め、

【０００８】

【数２】

【０００９】標準偏差値回路１−２では次式に基づき、
標準偏差値σを求め、

【００１０】

【数３】

【００１１】波形変換器１−３では次式に基づき、信号
ｙ0 を求めて、ラインＬ2 より出力する。

【００１２】

【数４】

【００１３】このように、本装置は、入力信号ｘn から
平均値ｍと標準偏差値σ、さらに、入力信号の中央値ｘ
0 と平均値ｍとの差信号（ｘ0 −ｍ）を求め、次に、振
幅が標準偏差値σで極性が差信号（ｘ0 −ｍ）から与え
られる信号ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）σと、平均値ｍとの和を
求めて、波形変化部を急峻化した出力信号ｙ0 を得てい
る。ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）σがエッジ強調成分である。図
１をさらに具体化した例が図２である。図２（ａ）に示
す構成例は、図４（ｂ）に示すｘ-1、ｘ0 、ｘ1 から、
図４（ｃ）に示すｙ0 を求めるものであり、図２（ａ）
示す装置を用いて図３のような評価システムを構成した
場合の動作と効果とを説明する。図２（ａ）において、
ブロック２−１，２−２は遅延回路であり（この２つが
図１に示す遅延回路１−４を構成している）、その遅延
時間ｔd は次式のようにＴＶ信号の色副搬送波の一周期
である。

【００１４】

【数５】

【００１５】ブロック２−４，２−５，２−６は減算
器、ブロック２−７，２−８，２−９は２乗回路、ブロ
ック２−３，２−１０は合成器、ブロック２−１１は符
号器、ブロック２−１２は乗算器そしてブロック２−１
３は加算器である。合成器２−３と減算器２−５とが図
１に示す平均値回路１−１を構成し（但し、減算器２−
５は標準偏差値回路１−２と共用）、ブロック２−４〜
２−１０が図１に示す標準偏差値回路１−２を構成し、
ブロック２−１１〜２−１３が図１に示す波形変換器を
構成している。

【００１６】図２（ａ）に示す入力ラインＬ１には、図
６（ａ）に示す色信号が加えられる。この色信号は、変
調波である色差信号のエッジの主成分が５００ｋＨｚと
なるように、図４（ａ）に示す特性のようなＬＰＦ（低
域濾波器）でフィルタリングし、かつ、幅が３．５μｓ
で振幅が１のパルスを２つ、π／２の位相差で変調して
得た信号である。中央の時間基準位置（ｔ＝０）に対し
て、右側が色副搬送波と同位相のφ＝０であり、左側が
φ＝π／２である。ラインＬ１上の信号をｘ1 とする
と、図２に示す遅延回路２−１の出力はｘ0であり、遅
延回路２−２の出力はｘ-1となる。合成器２−３でこれ
ら３つの信号が次式のように合成され、平均値ｍが求め
られる。

【００１７】

【数６】

【００１８】図６（ｂ）が平均値ｍの波形図である。減
算器２−４、２−５、２−６では、各々ｘ1 、ｘ0 、ｘ
-1から平均値ｍが差し引かれ、２乗回路２−７、２−
８、２−９で各々の差の値が２乗され、合成器２−１０
で次式のような標準偏差値σが求められる。

【００１９】

【数７】

【００２０】図６（ｃ）がσ0 の波形図であるが、合成
器２−１０には本来の合成機能の外に、βによる増幅機
能を持たせて、後で述べるようにエッジ強調の度合いの
調節に活用している。このような合成器はディジタル回
路の場合は加算器及び平方根を求めるテーブルルックア
ップ方式によるＲＯＭなどで容易に実現できる。一方、
減算器２−５の出力（ｘ0 −ｍ）の波形は、図６（ｄ）
に示すようになる。この出力（ｘ0 −ｍ）は符号器２−
１１で次式の処理が行われ、

【００２１】

【数８】

【００２２】その後、乗算器２−１２で標準偏差値σと
乗算される。乗算された値は、加算器２−１３で平均値
ｍと加算され、波形補正装置の出力ラインＬ２に出力信
号ｙ0として出力される。このｙ0 は結果的に次式で表
される。

【００２３】

【数９】

【００２４】図６（ｅ）は上の式でβ＝１、即ち本来の
標準偏差値σ0 と同じ大きさの値を標準偏差値σとした
時のｙ0 の波形図である。この出力波形ｙ0 を図６
（ａ）に示す色信号の入力波形と比較すると、色信号の
包絡線の振幅変化部（エッジ部）が明らかに急峻化され
ていることがわかる。

【００２５】さらに詳しく、出力波形ｙ0 を入力波形と
比較すると、出力波形ｙ0 は、入力波形の包絡線の波形
変化部（エッジ部）のほぼ中間点に滑らかな波形段差が
付加され、包絡線の波形変化部の傾斜が急峻化されてお
り、的確にエッジ強調された波形となっていることがわ
かる。出力信号ｙ0 を再生すれば、輪郭補正された画像
が得られる。また、この波形補正装置のエッジ強調処理
は、従来の輪郭補正のようなプリシュート、オーバーシ
ュートなどの原信号の振幅を越えたエッジ強調処理とな
らず、原信号の振幅内のエッジ強調処理である。従っ
て、この波形補正装置を組込んだ機器を、デジタル回路
で構成した場合でもオーバーフローの問題が発生せず、
その機器は、良好な画質改善が行える。

【００２６】こうして、ラインＬ２から出力される信号
ｙ0 は、エッジ強調が行われた結果、新たな側波帯成分
が形成され、入力信号が本来有する帯域を越えたスペク
トルが新たに付加された信号となる。この新たなスペク
トルの付加は、等価的に、原信号の解像度が向上したと
の印象を観賞者に与え、画像の鮮鋭度を改善する働きを
している。なお、信号ｙ0 の包絡線のエッジ部の急峻さ
（エッジ強調の度合）は、標準偏差値回路１−２の増幅
率βが固定値であれば、エッジ強調前の元の信号におけ
る包絡線のエッジ部が有する周波数特性に依存してい
る。元の信号の包絡線の立上がり部及び立下がり部（エ
ッジ部）が、より急峻な傾斜であれば、強い度合のエッ
ジ強調が行われる。一方、緩かな傾斜に対しては、弱い
度合のエッジ強調が行われる。

【００２７】このように、エッジ強調処理は、入力信号
の周波数特性に依存し、入力信号と位相情報を含めて完
全な相関関係があるので、この波形補正装置は、観賞者
に対して違和感を与えることなく、自然な形で、鮮鋭度
及び解像度を向上させることができる。さらに、本装置
は、変調波である色差信号の波形変化部をも急峻化でき
る。実際に、変調波である色差信号がとのように処理さ
れているかを調べるために、色復調回路を含めた図３に
示す評価システムを組んでみることにする。

【００２８】図３において、ブロック３−１は図１、即
ち図２（ａ）に示す波形補正装置である。ブロック３−
２、３−３は同期検波器に相当する乗算器であり、各々
入力ラインＬ３−１、Ｌ３−２から、色副搬送波に対し
て位相φ＝０、及びπ／２の正弦波が加えられている。
ブロック３−４と３−５とは、図４（ａ）の特性のよ
うに０〜４ＭＨｚで１００％ロールオフとなるようなＬ
ＰＦである。ラインＬ２からの信号を、乗算器３−２と
ＬＰＦ３−４とを通したときのラインＬ３−３からの出
力１を求めると、図６（ｆ）のの様な波形になる。一
方、ラインＬ２からの信号を、乗算器３−３とＬＰＦ３
−５とを通したときのラインＬ３−４からの出力２を求
めると、図６（ｆ）のの様な波形になる。色差信号と
して見たときには、出力１をＢ−Ｙ信号とすれば、出力
２はＲ−Ｙ信号に相当する。２つの色差信号は分離度も
良好で、波形の中間点でクロスしており、位相ずれが発
生していない（位相情報も保存されている）。

【００２９】これらの波形図だけではエッジ強調効果が
あったかどうかがわからないので、エッジ強調処理を行
わないで、直接ラインＬ１の信号を復調した時の波形図
を求めてみると、出力１及び２は各々図６（ｇ）の及
びの様な波形になる。図６（ｇ）と図６（ｆ）の波形
図を比べてみると、図６（ｇ）の波形が明らかに急峻化
されていることが分かる。この急峻化により、色ニジミ
等を改善できる。周波数特性上で両者を比較すると、図
６（ｇ）の波形のスペクトルが図５（ａ）のようにな
るのに対して、図６（ｆ）の波形のスペクトルは図５
（ｂ）のようになる。従って、波形補正装置は、本来の
帯域外の周波数領域に側波帯成分を再生して、波形変化
部を急峻化するような働きをしていることになる。

【００３０】次に、数７（数９）に示した標準偏差値回
路１−２の増幅率βの効果を見るために、β＝１．２５
とやや大きめの値にして出力１及び２を求めると、図６
（ｈ）の及びの様な波形になる。図６（ｆ）に示す
β＝１の場合に比べて、さらに波形傾斜部が急峻化され
ているのがわかる。このように、βの値により、エッジ
強調の度合いを調整できる。しかし、β＝１．２５とす
ると、わずかではあるが、プリシュート、オーバーシュ
ート気味になっている。よって、本発明の主旨から言う
とβを余り大きな値にすることは好ましいことではない
が、従来技術との比較で言えば、プリシュート、オーバ
ーシュートの量は問題になるような量では全然ない。何
れにしても、最終的にはユーザの好みに合わせた最適な
エッジ強調の設定ができるようにしておくことが大切で
ある。

【００３１】次に、図２（ａ）の入力ラインＬ１に図７
（ａ）に示す色信号を加えてみる。この信号は図６
（ａ）に示す色信号と同様、変調波である色差信号のエ
ッジの主成分が５００ｋＨｚとなるようにフィルタリン
グし、幅が３．５μｓで振幅が１のパルスを２つ、π／
２の位相差で変調して得た色信号であるが、中央の時間
基準位置（ｔ＝０）に対して、右側を色副搬送波と同位
相のφ＝０とし、左側をφ＝−π／２とした例である。
図７（ａ）〜（ｇ）は、図６（ａ）〜（ｇ）と一対一に
対応した図２（ａ）及び図３の各部の波形図である。標
準偏差値回路１−２の増幅率も同一の設定でβ＝１であ
る。図３の評価システムの出力を波形図で見てみると、
図７（ｆ）の波形は図６（ｆ）の波形と全く同じで
あり、図７（ｆ）の波形は図６（ｆ）の波形と極性
が反転している点を除いて同一の波形になっている。こ
のように、本実施例による波形補正装置は、色信号のよ
うな変調された信号を直接処理をしているのにもかかわ
らず、被変調波の包絡線の振幅を急峻化するだけでな
く、色差信号のような変調波の波形変化部をも急峻化し
てしまうという、２重の効果をもたらす。

【００３２】次に、図１に示す第１実施例のもう１つの
具体例である、図２（ｂ）に示す装置について説明す
る。これは図２（ａ）に示す装置によりも扱う標本点の
数が２つ増えて、図４（ｂ）に示すｘ-2、ｘ-1、ｘ0 、
ｘ1 、ｘ2 となり、図４（ｃ）のｙ0 を求める例であ
る。図３のブロック３−１に図２（ｂ）に示す装置を組
み込み復調評価システムを構成する点は、図２（ａ）の
装置の場合と全く同じである。図２（ｂ）に示す波形補
正装置において、２−２１〜２−２４の４つのブロック
は遅延回路であり、その遅延時間は数５で表される色副
搬送波の一周期ｔd である。２−２６〜２−３０の５つ
のブロックは減算器、２−３１〜２−３５の５つのブロ
ックは２乗回路、ブロック２−２５、２−３６は合成
器、ブロック２−３７は符号器、ブロック２−３８は乗
算器、そしてブロック２−３９は加算器である。遅延回
路、減算器、２乗回路、合成器、符号器、乗算器及び加
算器の各回路は図２（ａ）に示すものと同じ機能であ
る。

【００３３】図２（ｂ）の入力ラインＬ１には、図６
（ａ）に示す信号と同一の図８（ａ）に示す色信号が加
えられる。ラインＬ１上の信号をｘ2 とすると、遅延回
路２−２１の出力はｘ1 であり、遅延回路２−２２の出
力はｘ0 であり、遅延回路２−２３の出力はｘ-1であ
り、遅延回路２−２４の出力はｘ-2となる。次の合成器
２−２５でこれら５つの信号が次式のように合成され、
平均値ｍが求められる。

【００３４】

【数１０】

【００３５】図８（ｂ）が平均値ｍの波形図である。５
つの減算器２−２６〜２−３０では、各々ｘ2 〜ｘ-2か
ら平均値ｍが差し引かれ、減算器２−２６〜２−３０の
各々の出力は次の２乗回路２−３１〜２−３５で２乗さ
れ、合成器２−３６で次式のような標準偏差値σが求め
られる。

【００３６】

【数１１】

【００３７】図８（ｃ）がσ0 の波形図である。一方、
減算器２−２８の出力波形（ｘ0 −ｍ）は図８（ｄ）の
ようになり、符号器２−３７で次式の処理が行われる。

【００３８】

【数１２】

【００３９】その後、符号器２−３７の出力は乗算器２
−３８で標準偏差値σとの間で乗算され、加算器２−３
９で平均値ｍと加算され、出力ラインＬ２に次式で表さ
れる出力信号ｙ0 として出力される。

【００４０】

【数１３】

【００４１】図８（ｅ）は上の式でβ＝１とした時のｙ
0 の波形図である。色信号の包絡線の変化部が、入力信
号に比べて明らかに急峻化されている。急峻化の度合い
は、図６（ｅ）に示す３個の標本値から得られる出力波
形よりも進んでいることがわかる。さらに、図３のシス
テムで変調波である色差信号がとのようになっているか
を調べることにする。ラインＬ２からの信号を、乗算器
３−２とＬＰＦ３−４とを通したときのラインＬ３−３
からの出力１を求めると、図８（ｆ）のの様な波形に
なる。一方、ラインＬ２からの信号を、乗算器３−３と
ＬＰＦ３−５とを通したときのラインＬ３−４からの出
力２を求めると、図８（ｆ）のの様な波形になる。

【００４２】エッジ強調効果の比較のために、図３のブ
ロック３−１の装置での処理を行わずに、直接ラインＬ
１の信号を復調した時の出力１，２の波形図を、各々図
８（ｇ）の及びに示す（即ち図６（ｇ）と同一）。
図８（ｇ）と図８（ｆ）の波形図を比べてみると、図８
（ｆ）の波形の方が明らかにエッジが急峻化されてい
る。また、図８（ｆ）は図６（ｆ）に比較してもさらに
急峻化されている。図８（ｈ）は図６（ｈ）に対応する
波形図であるが、ここでは標準偏差値回路の増幅率を１
よりやや小さい値β＝０．８５として出力１（波形図
）と出力２（波形図）を求めている。図８（ｆ）と
比べてややエッジの急峻化は抑えられるもののオーバー
シュート、プリシュート量は減っている。このようにパ
ラメータβを調整して、エッジ強調の最適値を選ぶこと
ができる。

【００４３】以上のように、第１実施例の波形補正装置
は、入力信号から所定の一定時間々隔ｔd を隔てた複数
個の信号列を得て、平均値や標準偏差値などを用いてエ
ッジ強調処理を行っているが、時間々隔ｔd を十分小さ
な値、例えば１／４ｆscや１／８ｆscなどにすることに
より、テレビジョンの輝度信号やＲＧＢ信号などのベー
スバンド信号に対するエッジ強調処理を行うことができ
る。そして、第１実施例が、最も効果的に機能するのは
振幅変調波に対してである。前記の一定時間々隔ｔd を
搬送波の一周期とすることにより、本実施例は、被変調
波の振幅変化及び位相の変化等を検出し、被変調波の包
絡線の振幅変化部を急峻化でき、合わせて変調波の波形
変化部をも急峻化できる。従って、第１実施例は、従来
技術で必要であった復調−エッジ強調−再変調という複
雑なプロセスを経なくても、振幅変調波を処理でき、さ
らに、従来技術よりも格段にエッジ強調性能が向上して
いる。

【００４４】なお、前記の時間々隔ｔd は変調波の占有
周波数帯域と搬送波の周波数との関係で定まる。そし
て、搬送波の周波数の値が、変調波の占有周波数帯域よ
りも十分に高い値である時には、ｔd の値を搬送波の周
期の整数倍に設定することができる。このことは、搬送
波の周波数を標本化周波数に置き換えて考え、ナイキス
トの定理をイメージすればわかりやすい。また、図３の
評価システムにおける同期検波後のＬＰＦ３−４，３−
５の特性を、図４（ａ）ののようにしたのは、エッジ
強調後のスペクトルが、例えば図５（ｂ）のようになる
ことを想定して、復調後の波形変化部に不要なリンギン
グ等が生じない様に滑らかに急峻化するための配慮であ
ったが、この配慮は、実際にも良好な結果をもたらし
た。

【００４５】図示した実施例の各ブロックは、市販のＩ
Ｃ等を用いて簡単に構成できるので、装置全体を低コス
トで実現できる。さらに、本実施例は、ディジタル化さ
れた画像データに対しても、前述の時間々隔ｔd を標本
点間隔に置き換えることにより、本発明と等価な輪郭補
正処理、エッジ強調処理が、コンピュータを使用したソ
フトウェア処理上で実現できるなど、画像データのソフ
トウェアによる加工処理にも応用できることになる。さ
らにまた、本実施例は、一般のデジタル伝送通信系の波
形劣化を改善することにも有効である。

【００４６】次に第２実施例について説明する。第２実
施例は、第１実施例に位相整合回路を加えたものであ
る。第１実施例では、同極性の信号を抽出点として使用
したが（図４（ｂ）参照）、第２実施例では、位相整合
回路により、逆の極性の信号も抽出点として使用してい
る（図１４（ａ），（ｂ）参照）。よって、第２実施例
は、原信号からより多くの抽出点が得られ、より細かく
精度のよいエッジ強調が行える。図９は第２実施例の機
能ブロック構成図であり、図１０は第２実施例のさらに
具体的な構成例を示す図であり、図１１は第２実施例の
評価システム例を示す図である。図１２は第２実施例の
おける遅延回路及び位相整合回路を一般化した例を示す
図である。図１３〜図１８は第２実施例の動作説明図で
ある。各実施例を説明するための図における符号は、あ
る実施例と他の実施例において同一のものであっても、
その符号部分は必ずしも同一の機能を果たすものではな
い。

【００４７】以下の動作説明に際しては、便宜上、簡略
化した模擬的な表現法も採用している。また、具体的回
路例としてデジタル回路を挙げる場合でも、その動作説
明を分かり易くするため、その回路の信号波形をアナロ
グ波形として示すものとする。さらに、以下では一定時
間ずつ隔てた複数個の信号を使用しているが、これらの
信号に対して次式のような簡略化した表現法を用いるこ
とにする。

【００４８】

【数１４】

【００４９】まず、図９の機能構成図を用いて、第２実
施例の基本動作を説明する。図９は５つの機能ブロック
で構成されている。２１−１は遅延回路、２１−２は位
相整合回路、２１−３は平均値回路、２１−４は標準偏
差値回路、２１−５は波形変換器である。なお、以下の
説明では便宜上、各回路自体の処理時間による信号の遅
れ、及びその遅れを単に補正するためだけに通常用いら
れる遅延回路等は、説明上必要な場合を除いて省略する
ものとする。動作波形図についても、各ブロックでの処
理に伴う遅延時間を省略し、各部の波形図の時間軸を揃
えて表示している。ラインＬ1 に供給される入力信号
は、ブロック２１−１の遅延回路において、所定の一定
時間々隔ずつ遅延した奇数個の信号列ｇn （ｎ＝−Ｎ〜
Ｎ）となる。ブロック２１−２の位相整合回路では、次
式のように前記の信号列ｇn に各々係数値Ｃn を乗算
し、信号列ｘn を得ている。

【００５０】

【数１５】

【００５１】図１２は遅延回路２１−１及び位相整合回
路２１−２の具体的回路例である。図１２において、Ｄ
-N〜Ｄ+Nは遅延回路２１−１に相当し、それぞれ入力信
号に一定の遅延を与える遅延素子である。Ｗ-N〜Ｗ+Nは
位相整合回路２１−２に相当し、それぞれ入力ｇn を係
数値Ｃn 倍した信号ｘn を出力する乗算器である。図１
４（ａ）に示すような遅延回路出力ｇn 、図１４（ｂ）
に示すような位相整合回路出力ｘn に対して、ラインＬ
2 に出力される信号を図１４（ｃ）に示すようなｙn と
する。平均値回路２１−３では次式に基づき、平均値ｍ
を求めている。

【００５２】

【数１６】

【００５３】標準偏差値回路２１−４では次式に基づ
き、標準偏差値σを求めている。

【００５４】

【数１７】

【００５５】波形変換器２１−５では次式に基づき、信
号ｙ0 を求め、ラインＬ2 に出力する。

【００５６】

【数１８】

【００５７】このように、本装置は、入力信号ｘn から
平均値ｍと標準偏差値σ、さらに、入力信号の中央値ｘ
0 と平均値ｍとの差信号（ｘ0 −ｍ）を求め、次に、振
幅が標準偏差値σで極性が差信号（ｘ0 −ｍ）から与え
られる信号ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）σと、平均値ｍとの和を
求めて、波形変化部を急峻化した出力信号ｙ0 を得てい
る。

【００５８】図９をさらに具体化した回路例が図１０で
ある。図１４（ａ）に示すｇ-3〜ｇ3 の様な７つの信号
列を、図１４（ｂ）に示すｘ-3〜ｘ3 に変換し、図１４
（ｃ）に示すｙ0 を求める本装置（図１０に示すもの）
を、図１１に示す評価システムに組み込み、本装置の動
作と効果を説明する。図１０において、ブロック２−１
〜２−６はそれぞれ遅延回路であり、ブロック２−１〜
２−６全体が、図９の遅延回路２１−１に相当する。遅
延回路２−１〜２−６の各遅延時間ｔd は、次式のよう
に色副搬送波の１／２周期である。

【００５９】

【数１９】

【００６０】ブロック２−７〜２−１３により、図９の
位相整合回路２１−２が構成される。ブロック２−１５
〜２−２１は減算器、ブロック２−２２〜２−２８は２
乗回路、ブロック２−１４、２−２９は合成器、ブロッ
ク２−３０は符号器、ブロック２−３１は乗算器そして
ブロック２−３２は加算器である。ブロック２−１４と
ブロック２−１８とにより平均値回路２１−３が構成さ
れ（ブロック２−１８は標準偏差値回路２１−４と共
用）、ブロック２−１５〜２−２９により標準偏差値回
路２１−４が構成され、ブロック２−３０〜２−３２に
より波形変換器２１−５が構成されている。

【００６１】図１０の入力ラインＬ１には図１６（ａ）
のような色信号が加えられる。この色信号は、変調波
（色差信号）のエッジの主成分が５００ｋＨｚとなるよ
うに、図１３の特性のようなＬＰＦ（低域濾波器）で
フィルタリングし、かつ、幅が３．５μｓで振幅が１の
パルスを２つ、π／２の位相差で変調して得た信号であ
る。中央の時間基準位置（ｔ＝０）に対して、右側が色
副搬送波と同位相のφ＝０であり、左側がφ＝π／２で
ある。

【００６２】ラインＬ１上の信号をｇ3 とすると、遅延
回路２−１〜２−６の出力はそれぞれｇ2 〜ｇ-3であ
る。ｇ3 〜ｇ-3の各信号は次段の位相整合回路ブロック
２−７〜２−１３で、１または−１の係数値が乗算され
る。ブロック２−８、２−１０、２−１２を通過する信
号には係数値＝１が、そしてブロック２−７、２−９、
２−１１、２−１３を通過する信号には係数値＝−１が
設定され、入力される信号と同極性または逆極性の信号
ｘ3 〜ｘ-3が出力される。

【００６３】このような位相整合回路の機能は、入力信
号が振幅変調波である事に関連している。遅延回路２−
３の出力ｇ0 を基準にして考えると、信号が被変調波で
あるから、特に急激な位相の変化がなければ、その１／
２周期毎に位相即ち極性が逆になると言う単純な事実に
基づいて、他の信号（ｇ3 〜ｇ1 、ｇ-1〜ｇ-3）を中央
値（基準値）ｇ0 と同位相になるような処理をしている
ことになる。この位相整合回路の動作は次式に表され
る。

【００６４】

【数２０】

【００６５】入力信号からの抽出点を増やすために、遅
延回路の遅延時間を短くして、遅延回路から出力される
信号の間隔を短くすると、各信号の極性が異なったもの
となる。位相整合回路３１−２は、この場合でも、上記
のように各信号の極性を中央値の信号の極性に合わせる
ことができる。よって、位相整合回路を設けたことによ
り、第２実施例は、入力信号からより多くの抽出点（よ
り多くの情報）を得ることができるので、精度の高いエ
ッジ強調処理を行うことができる。次段の合成器２−１
４で、これら７つの信号ｘ3 〜ｘ-3が次式のように加算
合成され、平均値ｍが求められる。

【００６６】

【数２１】

【００６７】図１６（ｂ）が平均値ｍの波形図である。
減算器２−１５〜２−２１では、各々入力される信号ｘ
n （−３≦ｎ≦３）から平均値ｍが差し引かれ、次段の
２乗回路２−２２〜２−２８で各々の差の値が２乗さ
れ、合成器２−２９で次式のような標準偏差値σが求め
られる。

【００６８】

【数２２】

【００６９】図１６（ｃ）がσ0 の波形図である。合成
器２−２９には本来の合成機能の外に、パラメータβに
よる増幅機能を持たせて、後で述べるようにエッジ強調
の度合いの調節に活用している。このような合成器は、
ディジタル回路の場合は加算器及び平方根を求めるテー
ブルルックアップ方式によるＲＯＭなどで容易に実現で
きる。

【００７０】一方、減算器２−１８の出力波形（ｘ0 −
ｍ）は図１６（ｄ）のようになるが、符号器２−３０で
次式の処理が行われ、

【００７１】

【数２３】

【００７２】乗算器２−３１で標準偏差値σとの間で積
がとられ、その後、加算器２−３２で平均値ｍと加算さ
れ、波形補正装置の出力ラインＬ２にｙ0 として出力さ
れる。このｙ0 は結果的に次式で表される。

【００７３】

【数２４】

【００７４】図１６（ｅ）は、上式でβ＝１、即ち本来
の標準偏差値σ0 と同じ大きさの値を標準偏差値σとし
た時の出力信号ｙ0 の波形図であるが、第１実施例と同
様に、色信号の包絡線の振幅変化部が明らかに急峻化さ
れている事がわかる。この時、変調波である色差信号が
どのようになっているかを調べるために、色復調回路を
含めた図１１に示す評価システムを組んでみることにす
る。図１１において、ブロック３−１は図９、即ち図１
０に示す波形補正装置である。ブロック３−２、３−３
は同期検波器に相当する乗算器であり、各々入力ライン
Ｌ３−１、Ｌ３−２から色副搬送波に対して位相φ＝
０、及びπ／２の正弦波が加えられている。ブロック３
−４と３−５とは、図１３の特性のように０〜４ＭＨ
ｚで１００％ロールオフとなるようなＬＰＦである。

【００７５】ラインＬ２からの信号を乗算器３−２とＬ
ＰＦ３−４とを通したときの、ラインＬ３−３からの出
力１を求めると、図１６（ｆ）に示すの様な波形にな
る。一方、ラインＬ２からの信号を乗算器３−３とＬＰ
Ｆ３−５をと通したときの、ラインＬ３−４からの出力
２を求めると、図１６（ｆ）のの様な波形になる。色
差信号として見たときには、出力１をＢ−Ｙ信号とすれ
ば、出力２はＲ−Ｙ信号に相当する。２つの色差信号は
分離度も良好で、波形の中間点でクロスしている。

【００７６】これらの波形図だけではエッジ強調効果が
あったかどうかがわからないので、エッジ強調処理を行
わないで、直接ラインＬ１の入力信号を復調した時の波
形図を求めてみると、出力１及び２は各々図１６（ｇ）
の及びの様な波形になる。図１６（ｇ）と図１６
（ｆ）の波形図を比べてみると、図１６（ｆ）の波形は
明らかに急峻化されていることがわかる。周波数特性上
で両者を比較すると、図１６（ｇ）の波形のスペクト
ルが図１５（ａ）のようになるのに対して、図１６
（ｆ）の波形のスペクトルは図１５（ｂ）のようにな
る。波形補正装置は本来の帯域外の周波数領域に側波帯
成分を再生して波形変化部を急峻化するような働きをし
ていることになる。

【００７７】数２２（数２４）における増幅率βの効果
を見るために、β＝１．２５とやや大きめの値にして出
力１及び２を求めると、図１６（ｈ）の及びの様な
波形になる。図１６（ｆ）のβ＝１の場合に比べて、さ
らに波形傾斜部が急峻化されていることがわかる。しか
し、僅かではあるが、プリシュート、オーバーシュート
気味になっている。よって、本発明の主旨から言うとβ
を余り大きな値にすることは好ましいことではないが、
従来技術との比較で言えば、プリシュート、オーバーシ
ュートの量は問題になるような量では全然ない。何れに
しても、最終的にはユーザの好みに合わせた最適なエッ
ジ強調の設定ができるようにしておくことが大切であ
る。

【００７８】次に図１０の入力ラインＬ１に図１７
（ａ）に示す色信号を加えてみる。この信号は図１６
（ａ）同様、変調波（色差信号）のエッジの主成分が５
００ｋＨｚとなるようにフィルタリングし、幅が３．５
μｓで振幅が１のパルスを２つ、π／２の位相差で変調
して得た色信号であるが、中央の時間基準位置（ｔ＝
０）に対して、右側を色副搬送波と同位相のφ＝０と
し、左側をφ＝−π／２とした例である。

【００７９】図１７（ａ）〜（ｇ）は図１６（ａ）〜
（ｇ）と一対一に対応した、図１０及び図１１の各部の
波形図である。標準偏差値回路２１−４の増幅率も同一
の設定でβ＝１である。図１１の評価システムの出力を
波形図で見てみると、図１７（ｆ）の波形は図１６
（ｆ）の波形と全く同じであり、図１７（ｆ）の波形
は図１６（ｆ）の波形と極性が反転している点を除
いて同一の波形になっている。このように、本実施例に
よる波形補正装置は、色信号のような変調された信号を
直接処理しているのにもかかわらず、被変調波の包絡線
の振幅を急峻するだけでなく、色差信号のような変調波
の波形変化部をも急峻化してしまうという、２重の効果
をもたらす。

【００８０】次に、図９に示す第２実施例の２つ目の具
体例を、同じ図１０を用いて説明する。上述の具体例と
の違いは、図１０における位相整合回路の係数値の与え
方にあり、ブロック２−８，２−１２の係数値を零と
し、この系の信号を扱わないようにした例である。これ
に伴い、ブロック２−１６と２−２０の減算器、２−２
３と２−２７の２乗回路が図１０から削除され、図１４
（ａ）で扱う標本点の数が２つ減る。この具体例は、図
１４（ａ）に示すｇ-3、ｇ-1、ｇ0 、ｇ1 、ｇ3から、
図１４（ｂ）のｘ-3、ｘ-1、ｘ0 、ｘ1 、ｘ3 を得て、
図１４（ｃ）のｙ0 を求める例である。図１１のブロッ
ク３−１に図１０に示す装置を組み込み復調評価システ
ムを構成する点は、前記１つ目の具体例と全く同じであ
る。

【００８１】図１０の入力ラインＬ１には図１６（ａ）
と同じ色信号が加えられる。ラインＬ１上の信号をｇ3
とすると、遅延回路２−２の出力はｇ1 であり、遅延回
路２−３の出力はｇ0 であり、遅延回路２−４の出力は
ｇ-1であり、遅延回路２−６の出力はｇ-3となる。これ
らの遅延回路の出力は、次段の位相整合回路ブロックで
中央値と位相を揃える処理が成されているが、ブロック
２−１０の係数値Ｃ0 だけが１で、残りのブロック２−
７、２−９、２−１１、２−１３の係数値は何れも−１
である。従って、次式、

【００８２】

【数２５】

【００８３】の様に、ｘn が求められる。次段の合成器
２−１４で５つの信号が次式のように合成され、平均値
ｍが求められる。

【００８４】

【数２６】

【００８５】５つの減算器２−１５、２−１７、２−１
８、２−１９、２−２１では、各々ｘn （ｎ＝３、１、
０、−１、−３）から平均値ｍが差し引かれ、各々次の
２乗回路２−２２、２−２４、２−２５、２−２６、２
−２８で差の値が２乗され、合成器２−２９で次式のよ
うな標準偏差値σが求められる。

【００８６】

【数２７】

【００８７】一方、減算器２−１８の出力は符号器２−
３０で次式の処理が行われ、

【００８８】

【数２８】

【００８９】乗算器２−３１で標準偏差値σとの間で積
がとられ、その後、加算器２−３２で平均値ｍと加算さ
れ、波形補正装置の出力ラインＬ２に次式で表される出
力信号ｙ0 として出力される。

【００９０】

【数２９】

【００９１】次に、色復調回路を含めた図１１の評価シ
ステムのブロック３−１に本装置を組み込んで、変調波
である色差信号がどのように処理されて出力されるかを
調べることにする。標準偏差値回路の増幅率をβ＝１と
して処理した信号をラインＬ２から加え、乗算器３−２
とＬＰＦ３−４とを通したときの、ラインＬ３−３から
の出力１を求めると図１８（ａ）のの様な波形にな
る。一方、ラインＬ２からの信号を、乗算器３−３とＬ
ＰＦ３−５とを通したときの、ラインＬ３−４からの出
力２を求めると図１８（ａ）のの様な波形になる。

【００９２】次に、標準偏差値回路の増幅率をβ＝１．
２５として処理した信号をラインＬ２から加え、乗算器
３−２とＬＰＦ３−４とを通したときの出力１を求める
と、図１８（ｂ）のの様な波形になる。一方、ライン
Ｌ２からの信号を、乗算器３−３とＬＰＦ３−５とを通
したときの出力２を求めると、図１８（ｂ）のの様な
波形になる。図１８（ａ）及び（ｂ）は、各々図１６
（ｆ）及び（ｈ）に対応している。５つの標本点を使用
した場合の図１８の波形は、７つの標本点を使用した場
合の図１６の波形に比べてやや急峻化の度合いは緩やか
になっているものの、エッジ強調の効果が現れている。

【００９３】さらに、同様の評価システムで、ラインＬ
１から図１７（ａ）に示す信号と同じ信号を入力した時
の、２つの出力１，２を求めてみる。上記と同様の処理
を行った結果、図１７（ｆ）（β＝１）に対応して図１
８（ｃ）の出力波形図が求められ、図１７（ｈ）（β＝
１．２５）に対応して図１８（ｄ）の出力波形図が求め
られる。この場合も、５つの標本点を使用した場合の図
１８の波形は、７つの標本点を使用した場合の図１７の
波形に比べてやや急峻化の度合いは緩やかになっている
ものの、エッジ強調の効果が現れている。

【００９４】以上の如く、第２実施例が最も効果的に働
くのは、振幅変調波に対してである。前記の一定時間々
隔ｔd を搬送波の１／２周期として、本実施例は、被変
調波の振幅変化及び位相の変化等を検出し、被変調波の
包絡線の振幅変化部を急峻化でき、合わせて変調波の波
形変化部をも急峻化できる。従って、第２実施例は、従
来技術で必要であった復調−エッジ強調−再変調という
複雑なプロセスを経なくても、振幅変調波を処理でき、
さらに、従来技術よりも格段にエッジ強調性能が向上し
ている。なお、前記の一定時間々隔ｔd は変調波と搬送
波との相対関係で定まり、変調波の占有周波数帯域に対
して搬送波の周波数が十分に大きいなど、余裕がある場
合には搬送波の１／２周期の整数倍の値をｔd とするこ
とができる。これは搬送波を標本化パルス、変調波を標
本化される信号に置き換えた時の、ナイキスト条件のよ
うなものである。

【００９５】また、図１１の評価システムにおける同期
検波後のＬＰＦ３−４，３−５の特性を図１３ののよ
うにしたのは、エッジ強調後のスペクトルが、例えば図
１５（ｂ）のようになることを想定して、復調後の波形
変化部に不要なリンギング等が生じない様に滑らかに急
峻化するための配慮であったが、この配慮は、実際にも
良好な結果をもたらした。

【００９６】上記第２実施例は、入力信号例として、テ
レビジョンの色信号を用いたが、もちろん、一般の振幅
変調波に対しても効果があり、第１実施例と同様な効果
を有する。

【００９７】次に第３実施例を説明する。この第３実施
例は、第１実施例の標準偏差値回路の代わりに変位値回
路を設けたものである。変位値回路は、標準偏差値回路
のような２乗回路が必要でないので、簡略な回路構成で
よく、第３実施例は、低コスト化が図れる。但し、変位
値回路を用いた場合には、標準偏差値回路を用いた場合
に比べて僅かながらエッジ強調精度が低下するので、コ
スト重視か、性能重視かといった使用目的に合わせて、
どちらを用いるかを決めればよい。図１９は第３実施例
の機能ブロック構成図であり、図２０は第３実施例の具
体的な回路構成図であり、図２１は評価システムの例を
示す図である。図２２〜図２７は動作説明図である。

【００９８】以下の動作説明に際しては、便宜上、簡略
化した模擬的な表現法も採用している。また、具体的回
路例としてデジタル回路を挙げる場合でも、その動作説
明を分かり易くするため、その回路の信号波形をアナロ
グ波形として示すものとする。さらに、以下では一定時
間ずつ隔てた複数個の信号を使用しているが、これらの
信号に対して次式のような簡略化した表現法を用いるこ
とにする。

【００９９】

【数３０】

【０１００】まず、図１９の機能構成図を用いて、第３
実施例の基本動作を説明する。図１９は４つの機能ブロ
ックで構成されている。３１−１は平均値回路、３１−
２は変位値回路、３１−３は波形変換器、３１−４は遅
延回路である。なお、以下の説明では便宜上、各回路自
体の処理時間による信号の遅れ、及びその遅れを単に補
正するためだけに通常用いられる遅延回路等は、説明上
必要な場合を除いて省略するものとする。ラインＬ1 に
供給される入力信号を、遅延回路３１−４により一定時
間間隔ごとに抽出した信号を図２３（ａ）に示すような
ｘn 、ラインＬ2 に出力される信号を図２３（ｂ）に示
すようなｙn としたとき、平均値回路３１−１では次式
に基づき、平均値ｍを求めている。

【０１０１】

【数３１】

【０１０２】変位値回路３１−２では、複数の信号列ｘ
n （−Ｎ≦ｎ≦Ｎ）と平均値ｍとの差の絶対値和の平均
から、次式の変位値ｓを求めている。

【０１０３】

【数３２】

【０１０４】波形変換器３１−３では次式に基づき、信
号ｙ0 を求めて、ラインＬ2 より出力する。

【０１０５】

【数３３】

【０１０６】このように、本装置は、入力信号ｘn から
平均値ｍと変位値ｓ、さらに、入力信号の中央値ｘ0 と
平均値ｍとの差信号（ｘ0 −ｍ）を求め、次に、振幅が
変位値ｓで極性が差信号（ｘ0 −ｍ）から与えられる信
号ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）ｓと、平均値ｍとの和を求め、波
形変化部を急峻化した出力信号ｙ0 を得ている。ｓｇｎ
（ｘ0 −ｍ）ｓがエッジ強調成分である。

【０１０７】図１９をさらに具体化した例が図２０であ
る。図２０に示す構成例は、図２３（ａ）のような入力
信号列ｘ-2、ｘ-1、ｘ0 、ｘ1 、ｘ2 から、図２３
（ｂ）の出力信号ｙ0 を求めるものであり、この装置を
組み込んだ図２１に示す評価システムで、第３実施例の
動作と効果を説明する。扱う信号は本発明が最も効果的
に働く振幅変調波の例である色信号とする。図２０にお
いて、ブロック２−１〜２−４は遅延回路である。この
ブロック２−１〜２−４により、図１９に示す遅延回路
３１−４が構成されている。各ブロックの遅延時間ｔd
は次式のように色副搬送波の一周期である。

【０１０８】

【数３４】

【０１０９】ブロック２−６〜２−１０は減算器、ブロ
ック２−１１〜２−１５は絶対値回路、ブロック２−
５、２−１６は合成器、ブロック２−１７は符号器、ブ
ロック２−１８は乗算器そしてブロック２−１９は加算
器である。ブロック２−５とブロック２−８により平均
値回路３１−１が構成され（ブロック２−８は変位値回
路３１−２と共用）、ブロック２−６〜２−１６により
変位値回路３１−２が構成され、ブロック２−１７〜２
−１９により波形変換器３１−３が構成されている。

【０１１０】図２０の入力ラインＬ１には図２５（ａ）
のような色信号が加えられる。この色信号は、変調波
（色差信号）のエッジの主成分が５００ｋＨｚとなるよ
うに、図２２の特性のようなＬＰＦ（低域濾波器）で
フィルタリングし、かつ、幅が３．５μｓで振幅が１の
パルスを２つ、π／２の位相差で変調して得た信号であ
る。中央の時間基準位置（ｔ＝０）に対して、右側が色
副搬送波と同位相のφ＝０であり、左側がφ＝π／２で
ある。ラインＬ１上の信号をｘ2 とすると、遅延回路２
−１〜２−４の各出力はｘ1〜ｘ-2となる。次段の合成
器２−５で５つの信号ｘ2 、ｘ1 、ｘ0 、ｘ-1、ｘ-2が
次式のように合成され、平均値ｍが求められる。

【０１１１】

【数３５】

【０１１２】図２５（ｂ）が平均値ｍの波形図である。
減算器２−６〜２−１０では、各々ｘ2 、ｘ1 、ｘ0 、
ｘ-1、ｘ-2から平均値ｍが差し引かれ、絶対値回路２−
１１〜２−１５で各々の差の絶対値が求められ、合成器
２−１６で次式のような変位値ｓが求められる。

【０１１３】

【数３６】

【０１１４】図２５（ｃ）がｓ0 （増幅率β＝１の時の
変位値ｓ）の波形図である。合成器２−１６には本来の
合成機能の外に、パラメータβによる増幅機能を持たせ
て、後で述べるようにエッジ強調の度合いの調節に活用
している。このような合成器は、ディジタル回路の場合
は加算器と増幅率を調節するテーブルルックアップ方式
によるＲＯＭなどで容易に実現できる。一方、減算器２
−８の出力波形（ｘ0 −ｍ）は図２５（ｄ）のようにな
るが、符号器２−１７で次式の処理が行われ、

【０１１５】

【数３７】

【０１１６】乗算器２−１８で変位値ｓとの間で積がと
られ、加算器２−１９で平均値ｍと加算され、波形補正
装置の出力ラインＬ２にｙ0 として出力される。このｙ
0 は結果的に次式で表される。

【０１１７】

【数３８】

【０１１８】図２５（ｅ）は上式でβ＝１、即ち本来の
変位値ｓ0 と同じ大きさの値を変位値ｓとした時のｙ0
の波形図であるが、色信号の包絡線の振幅変化部が明ら
かに急峻化されていることがわかる。この時、変調波で
ある色差信号がとのようになっているかを調べるため
に、色復調回路を含めた図２１のような評価システムを
組んでみることにする。

【０１１９】図２１において、ブロック３−１は図１
９、即ち図２０に示す波形補正装置である。ブロック３
−２、３−３は同期検波器に相当する乗算器であり、各
々入力ラインＬ３−１、Ｌ３−２から、色副搬送波に対
して位相φ＝０、及び位相φ＝π／２の正弦波が加えら
れている。ブロック３−４，３−５は、図２２の特性
のように０〜４ＭＨｚで１００％ロールオフとなるよう
なＬＰＦである。ラインＬ２からの信号を、乗算器３−
２とＬＰＦ３−４とを通したときの、ラインＬ３−３へ
の出力１を求めると、図２５（ｆ）のの様な波形にな
る。一方、ラインＬ２からの信号を、乗算器３−３とＬ
ＰＦ３−５とを通したときの、ラインＬ３−４への出力
２を求めると、図２５（ｆ）のの様な波形になる。２
つの出力を色差信号として見たときには、出力１をＢ−
Ｙ信号とすれば、出力２はＲ−Ｙ信号に相当する。２つ
の色差信号は分離度も良好で、波形の中間点でクロスし
ている。

【０１２０】これらの波形図だけではエッジ強調効果が
あったかどうかがわからないので、ブロック３−１の装
置によるエッジ強調処理を行わないで直接ラインＬ１の
信号を復調した時の波形図を求めてみると、出力１，２
は各々図２５（ｇ）の及びの様な波形になる。図２
５（ｇ）と図２５（ｆ）との波形図を比べてみると、図
２５（ｆ）に示す波形は明らかに急峻化されていること
がわかる。周波数特性上で両者を比較すると、図２５
（ｇ）の波形のスペクトルが図２４（ａ）のようにな
るのに対して、図２５（ｆ）の波形のスペクトルは図
２４（ｂ）のようになる。この波形補正装置は、本来の
帯域外の周波数領域に側波帯成分を再生して、波形変化
部を急峻化するような働きをしている。

【０１２１】ここで、数３６（数３８）における増幅率
βの効果を見るために、β＝１．２５とやや大きめの値
にして出力１及び２を求めると、図２５（ｈ）の及び
の様な波形になる。β＝１．２５とした場合には、図
２５（ｆ）のβ＝１の場合に比べて、さらに波形傾斜部
が急峻化されているのがわかる。しかし、僅かではある
が、プリシュート、オーバーシュート気味になってい
る。本発明の主旨から言うとβを余り大きな値にするこ
とは好ましいことではないが、従来技術との比較で言え
ば、プリシュート、オーバーシュートの量は問題になる
ような量では全然ない。何れにしても、最終的にはユー
ザの好みに合わせた最適なエッジ強調の設定ができるよ
うにしておくことが大切な事である。

【０１２２】次に、図２０の入力ラインＬ１に図２６
（ａ）に示す色信号を加えた場合について説明する。こ
の信号は図２５（ａ）同様、変調波（色差信号）のエッ
ジの主成分が５００ｋＨｚとなるようにフィルタリング
し、幅が３．５μｓで振幅が１のパルスを２つ、π／２
の位相差で変調して得た色信号であるが、中央の時間基
準位置（ｔ＝０）に対して、右側を色副搬送波と同位相
のφ＝０とし、左側をφ＝−π／２とした例である。

【０１２３】図２６（ａ）〜（ｈ）は図２５（ａ）〜
（ｈ）と一対一に対応した、図２０及び図２１に示す装
置の各部の波形図である。変位値回路３１−２の増幅率
βも同一の設定で、β＝１である。図２１のに示す実施
例の出力を見てみると、図２６（ｆ）の波形は図２５
（ｆ）の波形と全く同じである。また、図２６（ｆ）
の波形は図２５（ｆ）の波形と極性が反転している
点を除いて同一の波形になっている。このように、第３
実施例も、色信号のような変調された信号に対して直接
処理をしているのにもかかわらず、被変調波の包絡線の
変化部を急峻化できるだけなく、色差信号のような変調
波の波形変化部をも急峻化できるという、２重の効果を
もたらす。

【０１２４】次に、図２０の入力ラインＬ１に図２７
（ａ）のような色信号を加えてみる。この信号は図２６
（ａ）同様、変調波（色差信号）のエッジの主成分がを
５００ｋＨｚとなるようにフィルタリングし、幅が３．
５μｓで振幅が１のパルスを２つ分、同位相（φ＝０）
で変調して得た色信号であるが、中央の時間基準位置
（ｔ＝０）に対して、パルスの振幅が右側に対して、左
側がその半分になるようにした例である。図２７（ａ）
〜（ｈ）は図２５（ａ）〜（ｈ）と一対一に対応した、
図２０及び図２１に示す装置の各部の波形図である。変
位値回路３１−２の増幅率βも同一の設定でβ＝１であ
る。図２１に示す装置の出力を見てみると、図２７
（ｆ）の波形は、エッジ強調処理をせず直接復調した
図２７（ｇ）の波形に比較して波形エッジが急峻化さ
れている。かつ、中央部（ｔ＝０）にある波形段差のと
ころも急峻化されていることがわかる。一方、図２７
（ｆ），（ｇ）の波形は、出力が得られず零である。
このように、図２７に示す波形は、振幅変化に対しても
正しく応答していることがわかる例である。

【０１２５】なお、図２０では一例として、５つの等間
隔の信号列を扱う場合について説明したが、数３０〜数
３３を用いた基本動作の説明でも明かなように、一信号
列内の信号の数は、５個に限らず３つでもよいし、７個
でもよいし、さらに多くてもよい。しかし、色信号に関
して言うならば、３〜７個ぐらいがよい。

【０１２６】以上のように、第３実施例は、入力信号か
ら所定の一定時間々隔ｔd を隔てた複数個の信号列を得
て、平均値や変位値などを用いてエッジ強調処理を行っ
ているが、時間々隔ｔd を十分小さな値、例えば１／４
ｆscや１／８ｆscなどにすることにより、テレビジョン
の輝度信号やＲＧＢ信号などのベースバンド信号に対す
るエッジ強調処理を行うことができる。しかし、本実施
例が最も効果的に機能するのは色信号のような振幅変調
波に対してであり、前記の一定時間々隔ｔd を搬送波の
一周期とすることにより、被変調波の振幅変化及び位相
変化等を検出し、被変調波の包絡線の振幅変化部を急峻
化でき、合わせて変調波の波形変化部をも急峻化でき
る。従って、第３実施例は、従来技術で必要であった復
調−エッジ強調−再変調という複雑なプロセスを経なく
ても、振幅変調波を処理でき、さらに、従来技術よりも
格段にエッジ強調性能が向上している。

【０１２７】なお、前記の時間々隔ｔd は変調波の占有
周波数帯域と搬送波の周波数との関係で定まり、搬送波
周波数の値が変調波の帯域よりも十分に高い値である時
には、ｔd の値を搬送波周期の整数倍に設定することが
できる。これは、搬送波周波数を標本化周波数に置き換
えて考え、ナイキストの定理をイメージすればわかりや
すい。

【０１２８】図２１の評価システムにおける同期検波後
のＬＰＦの特性を、図２２ののようにしたのは、エッ
ジ強調後のスペクトルが、例えば図２４（ｂ）のように
なることを想定して、復調後の波形変化部に不要なリン
ギング等が生じない様に滑らかに急峻化するための配慮
であった。この配慮は、結果的に良好な配慮であった。
第３実施例も第１実施例とほぼ同様な効果を有する。

【０１２９】次に、第４実施例について説明する。この
第４実施例は、第３実施例に極性整合回路（第２実施例
の位相整合回路と同様な回路）を加えたものである。第
３実施例では、同極性の信号を抽出点として使用したが
（図２３（ａ）参照）、第４実施例では、極性整合回路
により、逆の極性の信号も抽出点として使用している
（図３３（ａ），（ｂ）参照）。よって、第４実施例
は、原信号からより多くの抽出点が得られ、より細かく
精度のよいエッジ強調が行える。図２８は第４実施例の
機能ブロック構成図であり、図２９は第４実施例の具体
的な回路構成例を示す図である。図３０は第４実施例の
評価システム構成例を示す図であり、図３１は図２８に
おける遅延回路及び極性整合回路を一般化した例を示す
図である。図３２〜図３６は動作説明図である。

【０１３０】以下の動作説明に際しては、便宜上、簡略
化した模擬的な表現法も採用している。また、具体的回
路例としてデジタル回路を挙げる場合でも、その動作説
明をわかり易くするため、その回路の信号波形をアナロ
グ波形として示すものとする。さらに、以下では一定時
間ずつ隔てた複数個の信号を使用しているが、これらの
信号に対して次式のような簡略化した表現法を用いるこ
とにする。

【０１３１】

【数３９】

【０１３２】まず、図２８の機能ブロック構成図を用い
て、第４実施例の基本動作を説明する。図２８は５つの
機能ブロックで構成されている。４１−１は遅延回路、
４１−２は極性整合回路、４１−３は平均値回路、４１
−４は変位値回路、４１−５は波形変換器である。な
お、以下の説明では便宜上、各回路自体の処理時間によ
る信号の遅れ、及びその遅れを単に補正するためだけに
通常用いられる遅延回路等は、説明上必要な場合を除い
て省略するものとする。動作波形図についても、各ブロ
ックでの処理に伴う遅延時間を省略し、各部の波形図の
時間軸を揃えて表示している。

【０１３３】ラインＬ1 に供給される入力信号は、ブロ
ック４１−１の遅延回路において、所定の一定時間々隔
ずつ遅延した奇数個の信号列ｇn （ｎ＝−Ｎ〜Ｎ、Ｎ＝
正の整数値）となる。ブロック４１−２の極性整合回路
では、次式のように前記の信号列ｇn に各々係数値Ｃn
を乗算し、信号列ｘn を得ている。

【０１３４】

【数４０】

【０１３５】式の信号列ｇn 、ｘn は各ブロックの入出
力信号名であり、時間ｔと共に変化する関数である。図
３１は遅延回路４１−１及び極性整合回路４１−２の具
体的回路例である。図３１において、Ｄ-N〜ＤN は遅延
回路４１−１に相当し、それぞれ入力信号に一定の遅延
を与える遅延素子群である。Ｗ-N〜ＷN は極性整合回路
４１−２に相当し、それぞれ入力ｇn を係数値Ｃn 倍し
た信号ｘn を出力する乗算器である。係数値Ｃn は入力
信号が色信号のような被変調波である時に、中央値ｇ0
から搬送波の１／２周期、即ち半周期毎にその信号の極
性を反転し、中央値の極性に合わせる為のものであり、
係数値は１かまたは−１の値である。

【０１３６】入力信号からの抽出点を増やすために、遅
延回路４１−１の遅延時間を短くして、遅延回路４１−
１から出力される信号の間隔を短くすると、各信号の極
性が異なったものとなる。極性整合回路４１−２は、こ
の場合でも、上記のように各信号の極性を中央値の信号
の極性に合わせることができる。よって、極性整合回路
を設けたことにより、第４実施例は、入力信号からより
多くの抽出点（より多くの情報）を得ることができるの
で、精度の高いエッジ強調処理を行うことができる。

【０１３７】図３３（ａ）に示すような遅延回路出力ｇ
n 、図３３（ｂ）に示すような極性整合回路出力ｘn に
対して、ラインＬ2 に出力される信号を図３３（ｃ）に
示すようなｙn とする。平均値回路４１−３では次式に
基づき、平均値ｍを求め、ている。

【０１３８】

【数４１】

【０１３９】変位値回路４１−４では、複数の信号列ｘ
n （−Ｎ≦ｎ≦Ｎ）と平均値ｍとの差の絶対値和の平均
から、次式の変位値ｓを求めている。

【０１４０】

【数４２】

【０１４１】波形変換器４１−５では次式に基づき、信
号ｙ0 を求め、ラインＬ2 に出力する。

【０１４２】

【数４３】

【０１４３】このように、本装置は、入力信号ｘn から
平均値ｍと変位値ｓ、さらに、入力信号の中央値ｘ0 と
平均値ｍとの差信号（ｘ0 −ｍ）を求め、次に、振幅が
変位値ｓで極性が差信号（ｘ0 −ｍ）から与えられる信
号ｓｇｎ（ｘ0 −ｍ）ｓと、平均値ｍとの和を求め、波
形変化部を急峻化した出力信号ｙ0 を得ている。

【０１４４】図２８をさらに具体化した回路例が図２９
である。図３３（ａ）のｇ-3〜ｇ3の様な７つの信号列
を、図３３（ｂ）のｘ-3〜ｘ3 に変換し、図３３（ｃ）
のｙ0 を求める本装置を（図２９に示すもの）を、図３
０に示す評価システムに組み込み、本装置の動作と効果
を説明する。図２９において、ラインＬ１からの入力信
号を色信号とする。ブロック２−１〜２−６は、図２８
の遅延回路４１−１に相当し、その遅延時間ｔd は次式
のように色副搬送波の１／２周期となる。

【０１４５】

【数４４】

【０１４６】ブロック２−７〜２−１３は図２８の極性
整合回路４１−２に相当する。ブロック２−１５〜２−
２１は減算器、ブロック２−２２〜２−２８は絶対値回
路、ブロック２−１４、２−２９は合成器、ブロック２
−３０は符号器、ブロック２−３１は乗算器そしてブロ
ック２−３２は加算器である。ブロック２−１４とブロ
ック２−１８とにより平均値回路４１−３が構成され
（ブロック２−１８は変位値回路４１−４と共用）、ブ
ロック２−１５〜２−２９により変位値回路４１−４が
構成され、ブロック２−３０〜２−３２により波形変換
器４１−５が構成されている。

【０１４７】図２９の入力ラインＬ１には図３５（ａ）
のような色信号が加えられる。この信号は、変調波（色
差信号）のエッジの主成分が５００ｋＨｚとなるよう
に、図３２の特性のようなＬＰＦ（低域濾波器）でフ
ィルタリングし、幅が３．５μｓで振幅が１のパルスを
２つ、π／２の位相差で変調して得た信号である。中央
の時間基準位置（ｔ＝０）に対して、右側が色副搬送波
と同位相のφ＝０であり、左側がφ＝π／２である。ラ
インＬ１上の信号をｇ3 とすると、遅延回路２−１〜２
−６の出力はそれぞれｇ2 〜ｇ-3である。ｇ3 〜ｇ-3の
各信号は次段の極性整合回路ブロック２−７〜２−１３
で１または−１の係数値が乗算される。ブロック２−
８、２−１０、２−１２を通過する信号には係数値＝１
が、そしてブロック２−７、２−９、２−１１、２−１
３を通過する信号には係数値＝−１が設定され、入力さ
れる信号と同極性または逆極性の信号ｘ3 〜ｘ-3が出力
される。

【０１４８】このような極性整合回路の機能は、入力信
号が振幅変調波であることに関連している。遅延回路の
出力ｇ0 を基準にして考えると、信号が被変調波である
から、特に急激な位相の変化がなければ、搬送波の１／
２周期毎に位相即ち極性が逆になると言う単純な事実に
基づいて、他の信号（ｇ3 〜ｇ1 、ｇ-1〜ｇ-3）を中央
値（基準値）ｇ0 と同位相になるような処理をしている
ことになる。この極性整合回路の動作は次式の様に表さ
れる。

【０１４９】

【数４５】

【０１５０】次の合成器２−１４でこれら７つの信号ｘ
3 〜ｘ-3が次式のように加算合成され、平均値ｍが求め
られる。

【０１５１】

【数４６】

【０１５２】図３５（ｂ）が平均値ｍの波形図である。
減算器２−１５〜２−２１では、各々入力される信号ｘ
n （−Ｎ≦ｎ≦Ｎ）から平均値ｍが差し引かれ、次段の
絶対値回路２−２２〜２−２８で各々の差の振幅、即ち
絶対値が求められ、合成器２−２９で次式のような変位
値ｓが求められる。

【０１５３】

【数４７】

【０１５４】図３５（ｃ）がｓ0 （増幅率β＝１の時の
ｓ）の波形図である。合成器２−２９には本来の合成機
能の外に、パラメータβによる増幅機能を持たせて、後
で述べるようにエッジ強調の度合いの調節に活用してい
る。このような合成器はディジタル回路の場合は加算器
と増幅率を調節するテーブルルックアップ方式によるＲ
ＯＭなどで容易に実現できる。一方、減算器２−１８の
出力波形（ｘ0 −ｍ）は図３５（ｄ）のようになるが、
符号器２−３０で次式の処理が行われ、

【０１５５】

【数４８】

【０１５６】乗算器２−３１で変位値ｓとの間で積がと
られ、その後、加算器２−３２で平均値ｍと加算され、
波形補正装置の出力ラインＬ２にｙ0 として出力され
る。このｙ0 は結果的に次式で表される。

【０１５７】

【数４９】

【０１５８】図３５（ｅ）は、上式でβ＝１、即ち本来
の変位値ｓ0 と同じ大きさの値を変位値ｓとした時の出
力信号ｙ0 の波形図であるが、色信号の包絡線の振幅変
化部が明らかに急峻化されていることがわかる。この
時、変調波である色差信号がどのようになっているかを
調べるために、色復調回路を含めた図３０に示す評価シ
ステムを組んでみることにする。

【０１５９】図３０において、ブロック３−１は図２
８、即ち図２９に示す波形補正装置である。ブロック３
−２、３−３は同期検波器に相当する乗算器であり、各
々入力ラインＬ３−１、Ｌ３−２から色副搬送波に対し
て位相φ＝０、及びπ／２の正弦波が加えられている。
ブロック３−４と３−５とは図３２の特性のように０
〜４ＭＨｚで１００％ロールオフとなるようなＬＰＦで
ある。

【０１６０】ラインＬ２からの信号を乗算器３−２とＬ
ＰＦ３−４とを通したときに、ラインＬ３−３から得ら
れる出力１を求めると、図３５（ｆ）のの様な波形に
なる。一方、ラインＬ２からの信号を乗算器３−３とＬ
ＰＦ３−５とを通したときに、ラインＬ３−４から得ら
れる出力２を求めると、図３５（ｆ）のの様な波形に
なる。色差信号として見たときには、出力１をＢ−Ｙ信
号とすれば、出力２はＲ−Ｙ信号に相当する。２つの色
差信号は分離度も良好で、波形の中間点でクロスしてい
る。

【０１６１】これらの波形図だけではエッジ強調効果が
あったかどうかがわからないので、エッジ強調処理を行
わないで直接ラインＬ１の信号を復調した時の波形図を
求めてみると、出力１及び２は各々図３５（ｇ）の及
びの様な波形になる。図３５（ｇ）と図３５（ｆ）の
波形図を比べてみると、図３５（ｆ）の波形は明らかに
急峻化されていることがわかる。周波数特性上で両者を
比較すると、図３５（ｇ）の波形のスペクトルが図３
４（ａ）のようになるのに対して、図３５（ｆ）の波形
のスペクトルは図３４（ｂ）のようになる。波形補正
装置は本来の帯域外の周波数領域に側波帯成分を再生し
て波形変化部を急峻化するような働きをしていることに
なる。

【０１６２】数４７（数４９）における増幅率βの効果
を見るために、β＝１．２５とやや大きめの値にして出
力１及び２を求めると、図３５（ｈ）の及びの様な
波形になる。図３５（ｆ）のβ＝１の場合に比べて、さ
らに波形傾斜部が急峻化されていることがわかる。しか
し、僅かではあるが、プリシュート、オーバーシュート
気味になっている。よって、本発明の主旨から言うとβ
を余り大きな値にすることは好ましいことではないが、
従来技術との比較で言えば、プリシュート、オーバーシ
ュートの量は問題になるような量では全然ない。何れに
しても、コストとパフォーマンスとを考慮して出来るだ
け簡単な回路構成を心がけながら、ユーザの好みに合わ
せた最適なエッジ強調の設定ができるようにしておくこ
とも大切なことである。

【０１６３】次に図２９の入力ラインＬ１に図３６
（ａ）に示す色信号を加えてみる。この信号は図３５
（ａ）同様、変調波（色差信号）のエッジの主成分が５
００ｋＨｚとなるようにフィルタリングし、幅が３．５
μｓで振幅が１のパルスを２つ、π／２の位相差で変調
して得た色信号であるが、中央の時間基準位置（ｔ＝
０）に対して、右側を色副搬送波と同位相のφ＝０と
し、左側をφ＝−π／２とした例である。

【０１６４】図３６（ａ）〜（ｈ）は図３５（ａ）〜
（ｈ）と一対一に対応した、図２９及び図３０の各部の
波形図である。変位値回路の増幅率も同一の設定でβ＝
１である。図３０の評価システムの出力を波形図で見て
みると、図３６（ｆ）の波形は図３５（ｆ）の波形
と全く同じであり、図３６（ｆ）の波形は図３５
（ｆ）の波形と極性が反転している点を除いて同一の
波形になっている。このように、本実施例による波形補
正装置は、色信号のような変調された信号を直接処理を
しているのにもかかわらず、被変調波の包絡線の振幅を
急峻化させるだけでなく、色差信号のような変調波の波
形変化部をも急峻化させてしまうという、２重の効果を
もたらす。

【０１６５】図２９の例では入力信号から遅延回路によ
って、７つの信号を得てエッジ強調を行っているが、こ
れ以外の個数の信号を用いることも可能である。しか
し、当所での検討によれば、色信号に対する処理を行う
場合には、用いる信号の個数は５〜９個ぐらいが妥当で
あった。また、数４０に示すように、極性整合回路の係
数の与え方を搬送波の周期を考慮して、−１か１のどち
らかに設定するとしてきたが、これまでの説明からわか
るように、他の設定も可能である。例えば、図２９にお
いて、ブロック２−８と２−１２の係数設定を０とし、
遅延回路出力ｇ-3、ｇ-1、ｇ0 、ｇ1 、ｇ3 から、次式
のように遅延回路出力ｘ-3、ｘ-1、ｘ0 、ｘ1 、ｘ3 を
得て、

【０１６６】

【数５０】

【０１６７】数４１〜数４３に対応した次式の数５１〜
数５３の処理手順に従い、最終出力ｙ0 を求めることも
できる。

【０１６８】

【数５１】

【０１６９】

【数５２】

【０１７０】

【数５３】

【０１７１】この場合、図２９の減算器２−１６と２−
２０、絶対値回路２−２３と２−２７が省略でき、回路
が簡略化できる。そのぶん波形変化部の急峻化の度合い
は弱くなるが、変位値回路での増幅率βを大きくするこ
とである程度カバーできる。高性能化か、回路の簡略化
かは、コストと性能のバランスを考慮して決めることが
らである。

【０１７２】以上の如く、第４実施例が最も効果的に働
くのは、振幅変調波に対してである。前記の一定時間々
隔ｔd を搬送波の１／２周期として、本実施例は、被変
調波の振幅変化及び位相の変化等を検出し、被変調波の
包絡線の振幅変化部を急峻化でき、合わせて変調波の波
形変化部をも急峻化できる。従って、第４実施例は、従
来技術で必要であった復調−エッジ強調−再変調という
複雑なプロセスを経なくても、振幅変調波を処理でき、
さらに、従来技術よりも格段にエッジ強調性能が向上し
ている。なお、前記の一定時間々隔ｔd は変調波と搬送
波との相対関係で定まり、変調波の占有周波数帯域に対
して搬送波の周波数が十分に大きいなど、余裕がある場
合には搬送波の１／２周期の整数倍の値をｔd とするこ
とができる。これは搬送波を標本化パルス、変調波を標
本化される信号に置き換えた時の、ナイキスト条件のよ
うなものである。

【０１７３】また、図３０の評価システムにおける同期
検波後のＬＰＦの特性を図３２ののようにしたのは、
エッジ強調後のスペクトルが例えば図３４（ｂ）のよう
になることを想定して、復調後の波形変化部に不要なリ
ンギング等が生じない様に滑らかに急峻化するための配
慮であったが、この配慮は、実際にも良好な結果をもた
らした。この第４実施例も第３実施例と同様の効果を有
する。

【０１７４】

【発明の効果】以上の通り本発明の波形補正装置は、以
下の効果を有する。 （イ）エッジ強調を、入力信号の傾斜部分の略略中点位
置に波形段差を適格に付加することにより行い、その結
果、入力信号の有する周波数帯域外の周波数成分が付加
された出力信号が得られ、輪郭が強調される。 （ロ）従来の輪郭補正のようなプリシュート、オーバー
シュートなどの原信号の振幅を越えたエッジ強調に対
し、本装置のエッジ強調処理は、原信号の振幅内の振幅
変化に極力押え込むことができる処理である。従って、
この波形補正装置を組込んだ機器を、デジタル回路で構
成した場合でもオーバーフローの問題が少なく、その機
器は良好な画質改善が行える。

【０１７５】（ハ）入力信号に対するエッジ強調の度合
は、入力信号の含有周波数に依存し、振幅情報と位相情
報とを含めて入力信号と完全な相関関係がある。また、
このエッジ強調成分は波形変化部を滑らかに急峻化させ
る。従って、エッジ強調処理後の画質は観賞者に対して
違和感を与えることなく、この波形補正装置は自然な形
で鮮鋭度及び解像度の向上感を抱かせることができる。 （ニ）色信号のような振幅変調された入力信号に対して
は特に有効に働き、被変調波の包絡線の振幅変化部を急
峻化させると同時に、変調波の波形変化部をも急峻化さ
せるという２重の効果を発揮し、コストパフォーマンス
に優れている。

【０１７６】（ホ）本発明の波形補正装置における各構
成要素は、市販のＩＣ等の汎用部品を用いて、簡単な回
路構成で実現できる。よって、この波形補正装置は、低
コストで容易に製造でき、幅広い用途を有しているので
工業上有効、有益である。 （ヘ）変位値回路は、標準偏差値回路のような２乗回路
が必要でないので、簡略な回路構成でよく、変位値回路
を用いた場合には、標準偏差値回路を用いた場合に比べ
てより一層低コスト化が図れる。一方、エッジ強調処理
の精度を重視する場合には、性能的に優れている標準偏
差値回路を用いればよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例の機能ブロック構成図である。

【図２】第１実施例の具体的な回路構成例を示す図であ
る。

【図３】第１実施例の評価システム例を示す図である。

【図４】第１実施例の動作説明図である。

【図５】第１実施例の動作説明図である。

【図６】第１実施例の動作説明図である。

【図７】第１実施例の動作説明図である。

【図８】第１実施例の動作説明図である。

【図９】第２実施例の機能ブロック構成図である。

【図１０】第２実施例の具体的な回路構成例を示す図で
ある。

【図１１】第２実施例の評価システム例を示す図であ
る。

【図１２】第２実施例の遅延回路及び位相整合回路の構
成例を示す図である。

【図１３】第２実施例の動作説明図である。

【図１４】第２実施例の動作説明図である。

【図１５】第２実施例の動作説明図である。

【図１６】第２実施例の動作説明図である。

【図１７】第２実施例の動作説明図である。

【図１８】第２実施例の動作説明図である。

【図１９】第３実施例の機能ブロック構成図である。

【図２０】第３実施例の具体的な回路構成例を示す図で
ある。

【図２１】第３実施例の評価システム例を示す図であ
る。

【図２２】第３実施例の動作説明図である。

【図２３】第３実施例の動作説明図である。

【図２４】第３実施例の動作説明図である。

【図２５】第３実施例の動作説明図である。

【図２６】第３実施例の動作説明図である。

【図２７】第３実施例の動作説明図である。

【図２８】第４実施例の機能ブロック構成図である。

【図２９】第４実施例の具体的な回路構成例を示す図で
ある。

【図３０】第４実施例の評価システム例を示す図であ
る。

【図３１】第４実施例の遅延回路及び極性整合回路の構
成例を示す図である。

【図３２】第４実施例の動作説明図である。

【図３３】第４実施例の動作説明図である。

【図３４】第４実施例の動作説明図である。

【図３５】第４実施例の動作説明図である。

【図３６】第４実施例の動作説明図である。

【符号の説明】

１−１，２１−３，３１−１，４１−３ 平均値回路 １−２，２１−４ 標準偏差値回路 １−３，２１−５，３１−３，４１−５ 波形変換器 １−４，２１−１，３１−４，４１−１ 遅延回路 ３１−２，４１−４ 変位値回路 ２１−２ 位相整合回路 ４１−２ 極性整合回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号である第１の信号から、所定の一
   定時間間隔ごとに信号が配置された信号列を得て第２の
   信号として出力する遅延回路と、 前記第２の信号の平均値を求めて第３の信号として出力
   する平均値回路と、 前記第２及び第３の信号から標準偏差値を求めて第４の
   信号として出力する標準偏差値回路と、 前記第２の信号に含まれる前記一定時間間隔ごとに配置
   された信号の中央値と、前記第３の信号との差を求めて
   第５の信号として出力する減算回路と、 前記第３、第４、及び第５の信号が供給され、前記第４
   の信号から求めた振幅値と、前記第５の信号から求めた
   極性と、前記第３の信号の値とにより第６の信号を得て
   出力信号とする波形変換回路とより構成し、 前記入力信号の振幅変化部を急峻化させ、エッジ強調を
   行うことを特徴とする波形補正装置。
2. 【請求項２】入力信号である第１の信号から、所定の一
   定時間間隔ごとに信号が配置された信号列を得て第２の
   信号として出力する遅延回路と、 前記第２の信号の平均値を求めて第３の信号として出力
   する平均値回路と、 前記第２の信号から前記第３の信号を減算して得られる
   差の振幅値を平均し変位値を求めて第４の信号として出
   力する変位値回路と、 前記第２の信号に含まれる前記一定時間間隔ごとに配置
   された信号の中央値と、前記第３の信号との差を求めて
   第５の信号として出力する減算回路と、 前記第３、第４、及び第５の信号が供給され、前記第４
   の信号から求めた振幅値と、前記第５の信号から求めた
   極性と、前記第３の信号の値とにより第６の信号を得て
   出力信号とする波形変換回路とより構成し、 前記入力信号の振幅変化部を急峻化させ、エッジ強調を
   行うことを特徴とする波形補正装置。