JPH0516743A - 系統周波数に同期したデジタルサンプリング方式 - Google Patents
系統周波数に同期したデジタルサンプリング方式Info
- Publication number
- JPH0516743A JPH0516743A JP3170842A JP17084291A JPH0516743A JP H0516743 A JPH0516743 A JP H0516743A JP 3170842 A JP3170842 A JP 3170842A JP 17084291 A JP17084291 A JP 17084291A JP H0516743 A JPH0516743 A JP H0516743A
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- JP
- Japan
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- frequency
- cycle
- counter
- circuit
- sampling
- Prior art date
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 1サイクルの分割を等分にしうるサンプリン
グ信号を得ることのできる系統周波数に同期したデジタ
ルサンプリング方式を提供すること。 【構成】 系統入力の1サイクル期間基準発振器6の周
波数を1サイクルカウンタ5でカウントし、このカウン
ト値を周波数ラッチ回路7でラッチした1サイクル周波
数のmビット分破棄した値をデジタルPLL回路20の
アップダウンカウンタ22に入力し、この出力をベース
カウンタ23に同期的に再ロードし、ベースカウンタ2
3から1サイクルを2m等分するサンプリング信号を出
力すると共に、ベースカウンタ23の出力を2m分周回
路24で分周し、位相比較回路25で系統周波数finの
位相と分周回路24からの自走周波数VDPffとの位相と
を比較し、アップダウンカウンタ22を制御して、サン
プリング信号の同期をとる。
グ信号を得ることのできる系統周波数に同期したデジタ
ルサンプリング方式を提供すること。 【構成】 系統入力の1サイクル期間基準発振器6の周
波数を1サイクルカウンタ5でカウントし、このカウン
ト値を周波数ラッチ回路7でラッチした1サイクル周波
数のmビット分破棄した値をデジタルPLL回路20の
アップダウンカウンタ22に入力し、この出力をベース
カウンタ23に同期的に再ロードし、ベースカウンタ2
3から1サイクルを2m等分するサンプリング信号を出
力すると共に、ベースカウンタ23の出力を2m分周回
路24で分周し、位相比較回路25で系統周波数finの
位相と分周回路24からの自走周波数VDPffとの位相と
を比較し、アップダウンカウンタ22を制御して、サン
プリング信号の同期をとる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】電力用保護装置,系統観測装置な
どにおける系統電圧,電流のデジタルサンプリング方式
に関する。
どにおける系統電圧,電流のデジタルサンプリング方式
に関する。
【0002】
【従来の技術】デジタルリレーとその応用装置である系
統観測装置(例えば、系統現象記録装置,系統電圧自動
記録装置等)は、系統電圧,電流情報を数百Hz(例え
ば600Hz)程度でサンプリングし、例えば、面積,
2積,3積法等で実効値化している。
統観測装置(例えば、系統現象記録装置,系統電圧自動
記録装置等)は、系統電圧,電流情報を数百Hz(例え
ば600Hz)程度でサンプリングし、例えば、面積,
2積,3積法等で実効値化している。
【0003】電圧,電流の実効値化では上記サンプリン
グで十分であったが、系統電圧,電流の分析が必要にな
ってきている。この分析方法に高調波分析がある。この
ような場合、フーリエ変換技術を用いて行うことにな
る。フーリエ変換には求める高調波次数によりサンプリ
ング周波数が決まる。
グで十分であったが、系統電圧,電流の分析が必要にな
ってきている。この分析方法に高調波分析がある。この
ような場合、フーリエ変換技術を用いて行うことにな
る。フーリエ変換には求める高調波次数によりサンプリ
ング周波数が決まる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】フーリエ変換では、1
サイクルを等分割(サンプリング)したデータを使用す
る方が誤差が小さくなる。換言すると、系統電圧,電流
情報等の分析する入力に同期したサンプリングであり、
等分割でないとフーリエ変換結果に誤差を含むことにな
る。この誤差を小さくするには次のことが考えられる。
サイクルを等分割(サンプリング)したデータを使用す
る方が誤差が小さくなる。換言すると、系統電圧,電流
情報等の分析する入力に同期したサンプリングであり、
等分割でないとフーリエ変換結果に誤差を含むことにな
る。この誤差を小さくするには次のことが考えられる。
【0005】(1)求める次数の高調波周波数より高い
周波数でサンプリングし、多くのデータを使用する。
周波数でサンプリングし、多くのデータを使用する。
【0006】(2)求める次数の高調波周波数の数倍程
度の周波数でサンプリングする場合、入力周波数と同期
をとり、サンプリングによる1サイクルの分割を等分に
する。
度の周波数でサンプリングする場合、入力周波数と同期
をとり、サンプリングによる1サイクルの分割を等分に
する。
【0007】系統現象(系統事故等を含む)を観測する
ニーズからリアルタイムでその1サイクルのデータを処
理するには、A/D変換処理時間を確保するため、上記
(2)の案が実用的となる。(1)の案は観測対象が安
定しており、連続する波形の場合に適している。
ニーズからリアルタイムでその1サイクルのデータを処
理するには、A/D変換処理時間を確保するため、上記
(2)の案が実用的となる。(1)の案は観測対象が安
定しており、連続する波形の場合に適している。
【0008】本発明は、1サイクルの分割を等分にしう
るサンプリング信号を得ることのできる系統周波数に同
期したデジタルサンプリング方式を提供することにあ
る。
るサンプリング信号を得ることのできる系統周波数に同
期したデジタルサンプリング方式を提供することにあ
る。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の系統周波数に同期したデジタルサンプリン
グ方式は、系統周波数の1サイクル期間基準発振周波数
をカウントし、このカウント値を1サイクル毎にラッチ
した1サイクル周波数のmビット分を破棄した値をデジ
タルPLL回路のアップダウンカウンタに入力して、デ
ジタルPLL回路により系統周波と同期をとり、系統周
波と同期した1サイクルを2m等分するサンプリング信
号を得るものである。
に、本発明の系統周波数に同期したデジタルサンプリン
グ方式は、系統周波数の1サイクル期間基準発振周波数
をカウントし、このカウント値を1サイクル毎にラッチ
した1サイクル周波数のmビット分を破棄した値をデジ
タルPLL回路のアップダウンカウンタに入力して、デ
ジタルPLL回路により系統周波と同期をとり、系統周
波と同期した1サイクルを2m等分するサンプリング信
号を得るものである。
【0010】1サイクル毎にラッチした1サイクル周波
数を最低周波数設定値及び最高周波数設定値と比較し、
1サイクル周波数が最低周波数設定値以下又は最高周波
数設定値以上の場合は、デジタルPLL回路のアップダ
ウンカウンタを最低周波数設定値又は最高周波数設定値
のmビット分を破棄した値をセットし、1サイクル周波
数が最低,最高周波数設定値間にある場合は、アップダ
ウンカウンタをアップダウンモードとして1サイクル周
波数のmビット分を破棄した値を入力するとよい。
数を最低周波数設定値及び最高周波数設定値と比較し、
1サイクル周波数が最低周波数設定値以下又は最高周波
数設定値以上の場合は、デジタルPLL回路のアップダ
ウンカウンタを最低周波数設定値又は最高周波数設定値
のmビット分を破棄した値をセットし、1サイクル周波
数が最低,最高周波数設定値間にある場合は、アップダ
ウンカウンタをアップダウンモードとして1サイクル周
波数のmビット分を破棄した値を入力するとよい。
【0011】
【作用】系統周波数の1サイクル期間基準発振周波数を
カウントし、ラッチした1サイクル周波数を2mで割れ
ば、系統周波を2m等分したサンプリングタイミングと
なる。2m等分は1サイクル周波数のmビットの破棄
(mビットの右シフト)で実現できる。
カウントし、ラッチした1サイクル周波数を2mで割れ
ば、系統周波を2m等分したサンプリングタイミングと
なる。2m等分は1サイクル周波数のmビットの破棄
(mビットの右シフト)で実現できる。
【0012】しかして、サイクル周波数のmビットを破
棄した値をデジタルPLL回路のアップダウンカウンタ
に入力すれば、ベースカウンタから1サイクルを2m等
分するサンプリング信号が得られる。
棄した値をデジタルPLL回路のアップダウンカウンタ
に入力すれば、ベースカウンタから1サイクルを2m等
分するサンプリング信号が得られる。
【0013】デジタルPLL回路は、系統周波数の位相
と分周回路からの自走周波数の位相が合うようにリアル
タイムで毎周期補正する機能を有するので、ベースカウ
ンタからのサンプリング信号を2m分周した自走周波数
を系統周波数と位相比較してアップダウンカウンタを制
御すれば、サンプリング信号は系統周波数と同期する。
と分周回路からの自走周波数の位相が合うようにリアル
タイムで毎周期補正する機能を有するので、ベースカウ
ンタからのサンプリング信号を2m分周した自走周波数
を系統周波数と位相比較してアップダウンカウンタを制
御すれば、サンプリング信号は系統周波数と同期する。
【0014】周波数分析において、求める高次数をn次
とすると、サンプリング周波数はサンプリング定理から
系統周波数fin×n×2以上となる。本発明は1サイク
ルの等分をmビットの破棄で行っているので、例えばm
=7とすると、27=128等分となり、サンプリング
周波数は系統周波数が50Hzの場合、50×128=
6400Hzとなり、サンプリング定理から64次まで
の分析が可能となる。
とすると、サンプリング周波数はサンプリング定理から
系統周波数fin×n×2以上となる。本発明は1サイク
ルの等分をmビットの破棄で行っているので、例えばm
=7とすると、27=128等分となり、サンプリング
周波数は系統周波数が50Hzの場合、50×128=
6400Hzとなり、サンプリング定理から64次まで
の分析が可能となる。
【0015】1サイクル周波数を最低周波数設定及び最
高周波数設定との比較を行いアップダウンカウンタの入
力切換をする場合は、1サイクル周波数が最低周波数設
定値と、最高周波数設定値の範囲内において、系統周波
数と同期した1サイクルを2m等分するサンプリング信
号が得られる。
高周波数設定との比較を行いアップダウンカウンタの入
力切換をする場合は、1サイクル周波数が最低周波数設
定値と、最高周波数設定値の範囲内において、系統周波
数と同期した1サイクルを2m等分するサンプリング信
号が得られる。
【0016】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【0017】第1実施例
図1において、1及び2は系統電源のR相及びS相電圧
Va,Vbが入力する基本波バンドパスフィルタ、3は
このフィルタ1及び2を通った基本波電圧からR,S相
線間電圧VRS(図2(ア))を得る加算器である。以上
の回路1〜3は適宜構成することができる。
Va,Vbが入力する基本波バンドパスフィルタ、3は
このフィルタ1及び2を通った基本波電圧からR,S相
線間電圧VRS(図2(ア))を得る加算器である。以上
の回路1〜3は適宜構成することができる。
【0018】4はゼロクロスコンパレータにより線間電
圧VRSを矩形波に変換したゼロクロス矩形波(図2
(イ))の立ち上がり状変を検出してゼロクロスパルス
(図2(ウ))を出力するゼロクロス検出回路。
圧VRSを矩形波に変換したゼロクロス矩形波(図2
(イ))の立ち上がり状変を検出してゼロクロスパルス
(図2(ウ))を出力するゼロクロス検出回路。
【0019】5はゼロクロス矩形波の1サイクル間基準
発振器6の発振周波数12MHzをカウントする19ビ
ットの1サイクルカウンタ、7は1サイクルカウンタ5
の1サイクル間カウント値(=周波数f)をゼロクロス
状変パルスにより1サイクル毎にラッチし、その周波数
fを次段に出力する19ビットの周波数ラッチ回路。
発振器6の発振周波数12MHzをカウントする19ビ
ットの1サイクルカウンタ、7は1サイクルカウンタ5
の1サイクル間カウント値(=周波数f)をゼロクロス
状変パルスにより1サイクル毎にラッチし、その周波数
fを次段に出力する19ビットの周波数ラッチ回路。
【0020】10は周波数ラッチ回路7の周波数fが入
力する同期追従範囲判定回路で、最低周波数設定部1
1,最高周波数設定部12と、周波数fと設定部11,
12の最低,最高周波数設定値fmin,fmaxとを夫々比
較する最低周波数比較部13,最高周波数比較部14と
からなる。
力する同期追従範囲判定回路で、最低周波数設定部1
1,最高周波数設定部12と、周波数fと設定部11,
12の最低,最高周波数設定値fmin,fmaxとを夫々比
較する最低周波数比較部13,最高周波数比較部14と
からなる。
【0021】最低,最高周波数設定部11,12は系統
入力周波数の同期追従範囲を定めたバッファで、設定は
CPUで書込みラッチする方法で行う。また、50H
z,60Hzの2種は設定バッファの切換で行う。
入力周波数の同期追従範囲を定めたバッファで、設定は
CPUで書込みラッチする方法で行う。また、50H
z,60Hzの2種は設定バッファの切換で行う。
【0022】20は系統周波数に同期したサンプリング
周波数を得るためのデジタルPLL(DPLL)回路
で、入力切換回路21,アップダウンカウンタ22,ベ
ースカウンタ23,分周回路24,位相比較回路25か
らできている。
周波数を得るためのデジタルPLL(DPLL)回路
で、入力切換回路21,アップダウンカウンタ22,ベ
ースカウンタ23,分周回路24,位相比較回路25か
らできている。
【0023】入力切替回路21は、DPLLを行うため
アップダウンカウンタ22の設定を行うもので、同期追
従範囲判定回路10からの19ビットの最低,最高周波
数の7ビット分を破棄した12ビット分により、以下の
ように入力を切替えるものである。
アップダウンカウンタ22の設定を行うもので、同期追
従範囲判定回路10からの19ビットの最低,最高周波
数の7ビット分を破棄した12ビット分により、以下の
ように入力を切替えるものである。
【0024】
f>fminの場合、f'minをアップダウンカウンタにセ
ット fmin≦f≦fmaxの場合、アップダウンカウンタはアッ
プダウンモード f>fmaxの場合、f'maxをアップダウンカウンタにセ
ット ただし、f'min=fmin/27,f'max=fmax/27 f′とfの関係は1サイクルの等分を2mで行うとすれ
ば、設定値の下位mビットを捨てることで、容易に1サ
イクルの2m等分のための1サンプルカウント数を求め
ることができる。
ット fmin≦f≦fmaxの場合、アップダウンカウンタはアッ
プダウンモード f>fmaxの場合、f'maxをアップダウンカウンタにセ
ット ただし、f'min=fmin/27,f'max=fmax/27 f′とfの関係は1サイクルの等分を2mで行うとすれ
ば、設定値の下位mビットを捨てることで、容易に1サ
イクルの2m等分のための1サンプルカウント数を求め
ることができる。
【0025】アップダウンカウンタ22は、以下のよう
に動作する。
に動作する。
【0026】f<fminの場合、f'minを出力、
f>fmaxの場合、f'maxを出力、
fmin≦f≦fmaxの場合、位相比較回路25に入力する
基本波fin(ゼロクロス矩形波)の立ち上がりが分周回
路24からの自走周波数fDPLLの立ち上がりより早いと
き、ベースカウンタ23のベースカウント値を小さくし
てfDPLLの立ち上がりを早くするようにカウントダウン
し、finの立ち上がりがfDPLLの立ち上がりより遅いと
き、ベースカウント値を大きくしてfDPLLの立ち上がり
を遅くするようにカウントアップする。
基本波fin(ゼロクロス矩形波)の立ち上がりが分周回
路24からの自走周波数fDPLLの立ち上がりより早いと
き、ベースカウンタ23のベースカウント値を小さくし
てfDPLLの立ち上がりを早くするようにカウントダウン
し、finの立ち上がりがfDPLLの立ち上がりより遅いと
き、ベースカウント値を大きくしてfDPLLの立ち上がり
を遅くするようにカウントアップする。
【0027】ベースカウンタ23は、以下のように動作
する。
する。
【0028】アップダウンカウンタ22の出力を周期的
に再ロードする(カウントダウンによりカウント0以下
となったとき、桁下がりボロー出力で再ロード)。
に再ロードする(カウントダウンによりカウント0以下
となったとき、桁下がりボロー出力で再ロード)。
【0029】ベースカウンタ22の出力はサンプリング
の時間内の各信号のタイミングに作成する。例えば、サ
ンプルホールド信号,A/D変換信号,必要に応じて複
数チャンネルの場合はマルチプレクス信号等。
の時間内の各信号のタイミングに作成する。例えば、サ
ンプルホールド信号,A/D変換信号,必要に応じて複
数チャンネルの場合はマルチプレクス信号等。
【0030】分周回路24は、2m等分しているから27
=128分周分をカウンタでカウントし、1サイクルの
立ち上がりを求める自走周波数fDPLLを作る。
=128分周分をカウンタでカウントし、1サイクルの
立ち上がりを求める自走周波数fDPLLを作る。
【0031】位相比較回路25は、基本波finを分周回
路24からの自走周波数fDPLLでラッチして(フリップ
フロップで)位相の早,遅判定をし、上記のようにアッ
プダウンカウンタ22を制御し、fDPLLの立ち上がりを
finの立ち上がりに一致するようになし、ベースカウン
タ23から出力されるサンプリング信号を系統周波数に
同期させる。
路24からの自走周波数fDPLLでラッチして(フリップ
フロップで)位相の早,遅判定をし、上記のようにアッ
プダウンカウンタ22を制御し、fDPLLの立ち上がりを
finの立ち上がりに一致するようになし、ベースカウン
タ23から出力されるサンプリング信号を系統周波数に
同期させる。
【0032】第2実施例
図3において、第1実施例図1に示したものと同一構成
部分は、同一符号を付してその重複する説明を省略す
る。
部分は、同一符号を付してその重複する説明を省略す
る。
【0033】図3について、この実施例は、19ビット
の周波数ラッチ回路7の周波数fの7ビット分を破棄し
た12ビット分を、アップダウンカウンタ22,ベース
カウンタ23,分周回路24,位相比較回路25からな
るDPLL回路20のアップダウンカウンタ22に直接
入れて、DPLL制御により基本波入力finに同期した
サンプリング信号をベースカウンタ23から出力させる
ようにしたものである。
の周波数ラッチ回路7の周波数fの7ビット分を破棄し
た12ビット分を、アップダウンカウンタ22,ベース
カウンタ23,分周回路24,位相比較回路25からな
るDPLL回路20のアップダウンカウンタ22に直接
入れて、DPLL制御により基本波入力finに同期した
サンプリング信号をベースカウンタ23から出力させる
ようにしたものである。
【0034】しかして、アップダウンカウンタ22は、
位相比較回路25に入力する基本波finの立ち上がりが
分周回路24からの自走周波数fDPLLの立ち上がりより
早いと、ベースカウンタ23のベースカウント値を小さ
くしてfDPLLの立ち上がりを早くするようにカウントダ
ウンし、finの立ち上がりがfDPLLの立ち上がりより遅
いと、ベースカウント値を大きくしてfDPLLの立ち上が
りを遅くするようにカウントアップするので、第1実施
例同様に、ベースカウンタ23から系統周波数に同期し
たサンプリング信号を得ることができる。
位相比較回路25に入力する基本波finの立ち上がりが
分周回路24からの自走周波数fDPLLの立ち上がりより
早いと、ベースカウンタ23のベースカウント値を小さ
くしてfDPLLの立ち上がりを早くするようにカウントダ
ウンし、finの立ち上がりがfDPLLの立ち上がりより遅
いと、ベースカウント値を大きくしてfDPLLの立ち上が
りを遅くするようにカウントアップするので、第1実施
例同様に、ベースカウンタ23から系統周波数に同期し
たサンプリング信号を得ることができる。
【0035】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、次に記載する効果を奏する。
ので、次に記載する効果を奏する。
【0036】(1)系統周波数に同期したサンプリング
を実現できる。
を実現できる。
【0037】(2)デジタルサンプリング方式によるフ
ーリエ変換誤差を小さくすることができる。
ーリエ変換誤差を小さくすることができる。
【0038】(3)デジタルPLL方式を採用している
ので、追従精度,同期引込時間等の精度管理,特性管理
が容易である。
ので、追従精度,同期引込時間等の精度管理,特性管理
が容易である。
【図1】本発明の第1実施例にかかるデジタルサンプリ
ング周波数作成回路を示すブロック回路図。
ング周波数作成回路を示すブロック回路図。
【図2】図1回路の各部部作を説明するタイミング図。
【図3】第2実施例にかかるデジタルサンプリング周波
数作成回路を示すブロック回路図。
数作成回路を示すブロック回路図。
1,2…バンドパスフィルタ、
3…加算器、
4…ゼロクロス検出回路、
5…1サイクルカウンタ、
6…基準発振器、
7…周波数ラッチ回路、
10…同期追従範囲設定回路、
11…最低周波数設定部、
12…最高周波数設定部、
13…最低周波数比較部、
14…最高周波数比較部、
20…デジタルPLL(DPLL)回路、
21…入力切り替え回路、
22…アップダウンカウンタ、
23…ベースカウンタ、
24…分周回路、
25…位相比較回路。
Claims (2)
- 【請求項1】 系統周波数の1サイクル期間基準発振周
波数をカウントし、このカウント値を1サイクル毎にラ
ッチした1サイクル周波数のmビット分を破棄した値を
デジタルPLL回路のアップダウンカウンタに入力し
て、デジタルPLL回路により系統周波と同期をとり、
系統周波と同期した1サイクルを2m等分するサンプリ
ング信号を得ることを特徴とした系統周波数に同期した
デジタルサンプリング方式。 - 【請求項2】 1サイクル毎にラッチした1サイクル周
波数を最低周波数設定値及び最高周波数設定値と比較
し、1サイクル周波数が最低周波数設定値以下又は最高
周波数設定値以上の場合は、デジタルPLL回路のアッ
プダウンカウンタを最低周波数設定値又は最高周波数設
定値のmビット分を破棄した値をセットし、1サイクル
周波数が最低,最高周波数設定値間にある場合は、アッ
プダウンカウンタをアップダウンモードとして1サイク
ル周波数のmビット分を破棄した値を入力することを特
徴とした請求項1記載の系統周波数に同期したデジタル
サンプリング方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17084291A JP3282187B2 (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 系統周波数に同期したデジタルサンプリング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17084291A JP3282187B2 (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 系統周波数に同期したデジタルサンプリング回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0516743A true JPH0516743A (ja) | 1993-01-26 |
JP3282187B2 JP3282187B2 (ja) | 2002-05-13 |
Family
ID=15912341
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17084291A Expired - Fee Related JP3282187B2 (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 系統周波数に同期したデジタルサンプリング回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3282187B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007532898A (ja) * | 2004-04-18 | 2007-11-15 | エルスペック・リミテッド | 電力品質のモニタリング |
-
1991
- 1991-07-11 JP JP17084291A patent/JP3282187B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007532898A (ja) * | 2004-04-18 | 2007-11-15 | エルスペック・リミテッド | 電力品質のモニタリング |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3282187B2 (ja) | 2002-05-13 |
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