JPH0515080A - 充電回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 微小電流から大電流まで精度良く定電流制御
し得る充電回路を提供する。 【構成】 ２次側充電電流を検出し、該充電電流に応じ
た制御信号を１次側に帰還してスイッチング素子３のオ
ンおよび／またはオフデューティを調整することにより
定電流制御を行うインバータ方式の充電回路であって、
充電電流供給ラインに直列接続された検出抵抗Ｒ１と、
該検出抵抗Ｒ１の両端電圧を増幅する第１のオペアンプ
ＯＰ１と、該第１のオペアンプＯＰ１出力を増幅する第
２のオペアンプＯＰ２と、該第２のオペアンプＯＰ２の
ゲインを切り換えるゲイン切換手段（Ｒ２，Ｑ１，７）
とを備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、蓄電池等を充電する充
電回路に係り、特に微小電流から大電流まで定電流で充
電し得る充電回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来の充電回路を示す回路図で、
図５はタイムチャートである。従来の充電回路は、交流
電源１を整流してスイッチング用トランスＴに導くとと
もに、該トランスＴの１次コイルに直列接続されたスイ
ッチング素子３を高速でオンオフ切換制御して２次コイ
ルに交流出力を誘起させ、かかる２次交流出力を整流平
滑して充電電流として蓄電池Ｂへ供給するようにしたも
のである。また、該充電電流供給ラインに直列に接続さ
れた検出抵抗Ｒ１の両端電圧を取り込んで、該両端電圧
に応じたフィードバック出力を増幅生成して１次側にフ
ィードバックするオペアンプＯＰ及びフォトカプラＰＣ
１を備え、該フォトカプラＰＣ１の出力を受けてＰＷＭ
制御回路８はスイッチング素子３へのスイッチングパル
スのオンデューティを調節し、これによりトランスＴか
らの出力電流を定電流制御するようになっている。

【０００３】更に、蓄電池Ｂの温度を検出する温度セン
サ５からの測定温度は電池温度検出回路６で検知され、
マイコン７に取り込まれるようになっている。マイコン
７は、充電中はオペアンプＯＰ，フォトカプラＰＣ１を
動作させて充電制御を行い、温度センサ５からの測定温
度に基づいて行われるΔＴ制御により満充電と判断され
ると、フォトカプラＰＣ２を動作させ、所要の微小電流
（末期電流）に切り換えて蓄電池Ｂに供給するようにし
ている。

【０００４】かかる末期電流は、満充電後の補充電のた
め、また長期間放置状態にある不活性の電池に対する通
常充電前における長時間充電による電池の活性化のため
に用いられる。そこで、マイコン７はフォトカプラＰＣ
２に所定の制御信号を送出し、スイッチング素子を所定
のオンデューティで作動させることで、所要時に末期電
流を生成し、供給するようにしている。この末期電流
は、０．１Ｃ〜０．２Ｃ程度に設定され、例えば１２０
０ｍＡｈの電池の場合には、１２００×０．１〜０．２
＝１２０〜２４０ｍＡｈとなる。

【０００５】一方、図６はフォトカプラ１個で充電電流
ないし微小電流のいずれも定電流制御せんとする従来の
充電回路の要部回路図である。すなわち、図６では、充
電期間中はトランジスタＱ１をオフにして抵抗Ｒ２１の
みの抵抗値でオペアンプのゲインを設定させて充電電流
を定電流制御し、微小電流供給時は、逆にトランジスタ
Ｑ１をオンさせて抵抗Ｒ２１とＲ２２との並列合成抵抗
値を低下させることによりオペアンプＯＰ１のゲインを
高くして微小電流にするとともに、定電流制御するよう
にしている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】図４に示す従来の充電
回路においては、２次側の充電制御回路部のグランドを
トランスＴの２次コイル側にしているため、すなわち充
電電流の大小により検出抵抗Ｒ１の両端電圧が変わって
マイコン７のグランドと温度センサ５のグランドとが変
化するため、マイコン７に入力される信号が変化し、誤
差を生じるという問題がある。

【０００７】また、末期電流供給時に電池電圧の検知や
末期電流をフィードバック制御することなく、スイッチ
ング素子を所定のオンデューティで作動させてＰＷＭ制
御回路８から一定のパルスデューティのパルスを供給す
るようにしているので、電池電圧の大小により電流値が
大きく変動してしまう。このため、例えば、汎用的なユ
ニバーサル充電器において、図５に示すように、電池本
数が２本の組電池がセットされている場合には０．２Ｃ
以上の電流が流れ、一方、電池本数が１０本の組電池が
セットされている場合には０．１Ｃ以下の電流となって
しまい、これでは前記補充電や電池の活性化が達成出来
ないことになる。

【０００８】更に、末期電流をフィードバック制御する
図６の充電回路においては、検出抵抗Ｒ１の充電電流に
よる損失を抑制し、また検出抵抗Ｒ１の発熱に伴って電
流量が変化する（温度特性）ことによる定電流制御特性
の低下を抑制すべく、通常１０ｍΩ程度の低抵抗が使用
されるため、例えば末期電流を１２０ｍＡｈとするとき
検出抵抗Ｒ１の両端電圧は１２０ｍＡｈ×１０ｍΩ＝
１．２ｍＶといった微小電圧となる。すなわち、かかる
微小電圧を扱うために、オペアンプＯＰ１のゲインを切
り換えるトランジスタＱ１のＶ_CEsat等の影響や上記温
度特性の影響により数ｍＶの変動でも供給電流出力が大
きく変動してしまい、これでは末期電流の制御は極めて
困難となる。

【０００９】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
第１のオペアンプと、第２のオペアンプを２段構成と
し、該第２のオペアンプのゲインを切り換えるようにし
て、微小電流から大電流まで精度良く定電流制御し得る
充電回路を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、２次側充電電
流を検出し、該充電電流に応じた制御信号を１次側に帰
還してスイッチング素子のオンおよび／またはオフデュ
ーティを調整することにより定電流制御を行うインバー
タ方式の充電回路であって、充電電流供給ラインに直列
接続された検出抵抗と、該検出抵抗の両端電圧を増幅す
る第１のオペアンプと、該第１のオペアンプ出力を増幅
する第２のオペアンプと、該第２のオペアンプのゲイン
を切り換えるゲイン切換手段とを備えたものである（請
求項１）。

【００１１】また、前記検出抵抗を充電電流供給ライン
の帰路に直列接続するとともに、前記第１のオペアンプ
を反転増幅用とし、前記第２のオペアンプを非反転増幅
用として、前記検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して
前記第１のオペアンプに導くようにした（請求項２）。

【００１２】

【作用】請求項１記載の発明によれば、充電電流供給ラ
インに直列接続された検出抵抗の両端電圧が第１のオペ
アンプに入力されて増幅される。更に、第１のオペアン
プ出力は第２のオペアンプに入力されて増幅される。そ
して、第２のオペアンプからの出力は１次側に帰還さ
れ、その帰還量に応じてスイッチング素子のオンおよび
／またはオフデューティが調整され、これにより定電流
制御が行われる。また、第２のオペアンプはゲイン切換
手段からの切換信号によりそのゲインが切り換えられ
る。このとき、第２のオペアンプへの入力信号は第１の
オペアンプで増幅された信号であるのでそのレベルは大
きく、従ってゲイン切換手段に微小電圧の変動が生じて
も、その変動に対する上記増幅信号の変動は略無視され
る。

【００１３】また、請求項２記載の発明によれば、検出
抵抗の両端電圧が負極性で反転増幅用のオペアンプの入
力端に入力され、反転増幅されて第２の非反転増幅用の
オペアンプの入力端に入力されて増幅される。そして、
第２のオペアンプの出力信号が１次側に帰還されて定電
流制御が行われる。このとき、検出抵抗は充電電流供給
ラインの帰路に直列接続されているので、充電電流供給
ラインの出力端が２次側の制御回路部のグランドとなる
ので、検出抵抗の両端電圧により電位差が生じることが
なくなる。

【００１４】

【実施例】図１は本発明に係る充電回路の一例を示す回
路図である。図１において、１は商用電源等の交流電
源、２は整流用のダイオードブリッジ、Ｃ１は整流され
た電流を平滑するためのコンデンサである。Ｔはスイッ
チング用トランスで、一次コイルＬ１には直列にスイッ
チング素子３が接続されている。４はダイオード、抵抗
及びコンデンサからなるノイズ除去のためのスナバ回路
である。

【００１５】トランスＴの２次コイルＬ２には誘起され
た交流２次出力を整流するダイオードＤ１，Ｄ２及び平
滑用のチョークコイルＬｃ、コンデンサＣ２が接続さ
れ、かかる回路により整流平滑された充電電流が生成さ
れるようになっている。Ｂは充電電流供給ラインの出力
端Ｐ（＋），Ｐ（−）間に接続される充電用の蓄電池
で、この充電電流供給ラインの帰路には充電電流を電圧
に変換して検出する検出抵抗Ｒ１が直列に介在されてい
る。

【００１６】充電制御のための２次側制御回路部は、Ｏ
Ｐ１，ＯＰ２、温度センサ５、電池温度検出回路６及び
マイコン７等から構成されている。そして、検出抵抗Ｒ
１の正極側、すなわち出力端Ｐ（−）が該２次側制御回
路部のグランドとなるようにされている。

【００１７】ＯＰ１は検出抵抗Ｒ１の両端電圧を２次コ
イル側、すなわち負極性で反転入力端子に取り込んで、
該両端電圧を反転増幅して出力するオペアンプで、非反
転入力端子はオペアンプＯＰ１のオフセット電圧を打ち
消すためのバイアスを印加する分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の中
点に接続されている。これは、例えば末期電流が１２０
ｍＡとし、検出抵抗Ｒ１の抵抗値を１０ｍΩとしたとき
の両端電圧は、１．２ｍＶという微小電圧になり、この
電圧をそのままオペアンプＯＰ１に入力すると、オペア
ンプのオフセット電圧は最大で７ｍＶ程度あるために、
オペアンプＯＰ１に出力電圧が発生せず制御不可能にな
るのを防止するためである。抵抗Ｒ５，Ｒ６はオペアン
プＯＰ１のゲインを決定するための抵抗で、Ｃ３は弛緩
用である。

【００１８】ＯＰ２は非反転増幅を行うオペアンプで、
オペアンプＯＰ１からの反転増幅出力が非反転入力端子
に入力され、該出力を増幅して出力するものである。こ
のように、オペアンプＯＰ１とオペアンプＯＰ２は２段
構成とされている。

【００１９】Ｒ１０，Ｒ２０及びＲ２はオペアンプＯＰ
２のゲインを決定するための抵抗で、この内、抵抗Ｒ２
はその他端がマイコン７の出力端Ｐ１に接続され、トラ
ンジスタＱ１を介してグランドに接続される、いわゆる
オープンコレクタになっている。このトランジスタＱ１
のオン，オフ切り換えはマイコン７で制御されるように
なっている。すなわち、トランジスタＱ１がオフになっ
てマイコン７の出力端Ｐ１からハイ信号（Ｈ）が出力さ
れている間は、抵抗Ｒ２０のみの抵抗値によりゲインが
設定されて通常の充電電流が定電流制御され、トランジ
スタＱ１がオンして出力端Ｐ１からロウ信号（Ｌ）が出
力されている間は、抵抗Ｒ２，Ｒ２０の並列合成抵抗値
により高ゲインに設定されてスイッチング素子３のオン
デューティを絞り込んで末期電流にするとともに、定電
流制御されるようになっている。この場合、オペアンプ
ＯＰ２は１段目のオペアンプＯＰ１で増幅された数十ｍ
Ｖが入力されている。従って、該オペアンプＯＰ２のゲ
イン切り換えのためのトランジスタＱ１によるＶ_CEsat
等の影響や温度特性による電圧変動は、例えば数ｍＶ程
度と上記信号レベルに比してかなり小さいので、オペア
ンプＯＰ２の出力がその変動の影響を受けることはなく
なる。

【００２０】ＰＣ１は発光ダイオードとフォトトランジ
スタとから構成されるフォトカプラで、オペアンプＯＰ
２の出力を１次側に帰還するものである。

【００２１】８はスイッチング素子３に定周期のスイッ
チングパルスを送出するとともに、上記フォトカプラＰ
Ｃ１からの電流信号レベルに応じて、該スイッチングパ
ルスのパルスデューティを可変し、トランスＴからの２
次出力電流を定電流制御するＰＷＭ制御回路である。こ
のＰＷＭ制御回路８は、フォトカプラＰＣ１からの電流
信号レベルに応じてスイッチングパルスのオンデューテ
ィ及び／またはオフデューティを切換変更し得るように
設計されている。

【００２２】５は蓄電池Ｂに接触あるいは近接して、例
えば一体的に配設されているサーミスタ等の温度センサ
で、蓄電池Ｂの発熱温度を測定するものである。温度セ
ンサ５の測定温度は温度検知回路６で電気信号として検
知され、マイコン７に取り込まれるようになっている。
マイコン７は、充電制御のためのプログラムを記憶した
ＲＯＭや単位時間当りの温度上昇を計算する計算手段等
を備えており、検出温度データから後述の充電制御を行
うものである。また、マイコン７は単位時間当りの温度
上昇値が制御ΔＴ値に達すると満充電と判断して出力端
Ｐ１の出力レベルを切り換えるようにしている。

【００２３】なお、３次コイルＬ３，ダイオードＤ３及
びコンデンサＣ４から構成される回路はＰＷＭ制御回路
８に電源供給を行うための電源部である。Ｒ７は起動時
にＰＷＭ制御回路８を正常動作させるための電源供給路
に介在された電流制限用抵抗である。また、４次コイル
Ｌ４，ダイオードＤ４，コンデンサＣ５及び３端子レギ
ュレータ９は前記した２次側制御回路部への電源供給を
行うための電源部である。

【００２４】図２は本発明に係る充電回路の充電制御動
作のフローチャートを示し、この充電制御の動作を図３
のタイムチャートを参照しながら説明する。

【００２５】充電が開始されると、マイコン７の出力端
Ｐ１からＨ信号が送出される（ステップＳ１）。このＨ
信号によりオペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ２０
で決定されるゲインで定電流制御を行い、通常の充電電
流Ｉ₁（図３参照）が供給される。また、マイコン７は
ΔＴ制御、すなわち温度センサ５からの測定温度から得
られる単位時間当りの電池Ｂの温度上昇値を算出し、そ
の値が制御ΔＴ値に達したかどうかを判断する（ステッ
プＳ２）。充電が継続されて、前記単位時間当りの電池
Ｂの温度上昇値が制御ΔＴ値に達すると（ステップＳ２
でＹＥＳ）、満充電と判断して、出力端Ｐ１をＨレベル
からＬレベルに切り換える（ステップＳ３）。このＬレ
ベルへの切り換えにより、充電電流は微小な末期電流Ｉ
₂（図３参照）に切り換えられ、この末期電流Ｉ₂が定電
流制御される。

【００２６】なお、上記フローチャートでは、満充電後
の補充電としての末期電流の定電流制御を示したが、不
活性電池の充電の際に、充電に先立ち微小電流を所定時
間だけ定電流制御して供給し、電池の活性化を図るよう
にすることもできる。この場合、蓄電池Ｂの本数に関わ
らず、一定の微小電流を供給することができる。

【００２７】また、本実施例では、オペアンプのゲイン
を切り換えるために抵抗Ｒ２（およびトランジスタＱ
１）のみを用いているが、マイコン７に複数の出力端Ｐ
１，Ｐ２，……を設け、更に、抵抗Ｒ２（およびトラン
ジスタＱ１）と並列に複数個同様な抵抗回路をそれぞれ
対応する出力端に接続することにより、複数種類の充電
電流を容易に生成することができる。なお、この場合、
各抵抗の値はそれぞれ所望の充電電流が得られるべく設
定されている。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
充電電流供給ラインに直列に介在された検出抵抗の両端
電圧を増幅する第１のオペアンプと、該第１のオペアン
プ出力を増幅する第２のオペアンプとを２段構成とし、
かつゲイン切換手段で第２のオペアンプのゲインを切り
換えるようにして第２のオペアンプの設定ゲインの精度
を向上させたので、微小電流から大電流までの幅広い充
電電流に対して精度良く定電流制御が出来る。

【００２９】また、検出抵抗を充電電流供給ラインの帰
路に直列接続するとともに、第１のオペアンプを反転増
幅用とし、前記第２のオペアンプを非反転増幅用とし、
検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して第１のオペアン
プに導くようにして充電電流供給ラインの出力端を２次
側制御回路部のグランドとなるようにしたので、検出抵
抗の両端電圧が誤差として問題となることはなくなり、
高精度の定電流制御が実現出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る充電回路の一例を示す回路図であ
る。

【図２】本発明に係る充電回路の充電制御動作のフロー
チャートを示す。

【図３】本発明に係る充電回路の充電電流を示すタイム
チャートである。

【図４】従来の充電回路を示す回路図である。

【図５】図４に示す回路の充電電流を示すタイムチャー
トである。

【図６】フォトカプラ１個で充電電流ないし微小電流の
いずれも定電流制御せんとする従来の充電回路の要部回
路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ ダイオードブリッジ ３ スイッチング素子 ５ 温度センサ ６ 電池温度検出回路 ７ マイコン ８ ＰＷＭ制御回路 Ｔ トランス Ｒ１ 検出抵抗 ＯＰ１，ＯＰ２ オペアンプ ＰＣ１ フォトカプラ Ｑ１ トランジスタ Ｒ２，Ｒ１０，Ｒ２０ オペアンプＯＰ２のゲインを決
定する抵抗

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２次側充電電流を検出し、該充電電流に
   応じた制御信号を１次側に帰還してスイッチング素子の
   オンおよび／またはオフデューティを調整することによ
   り定電流制御を行うインバータ方式の充電回路であっ
   て、充電電流供給ラインに直列接続された検出抵抗と、
   該検出抵抗の両端電圧を増幅する第１のオペアンプと、
   該第１のオペアンプ出力を増幅する第２のオペアンプ
   と、該第２のオペアンプのゲインを切り換えるゲイン切
   換手段とを備えたことを特徴とする充電回路。
2. 【請求項２】 前記検出抵抗は充電電流供給ラインの帰
   路に直列接続されるとともに、前記第１のオペアンプは
   反転増幅用とし、前記第２のオペアンプは非反転増幅用
   とし、前記検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して前記
   第１のオペアンプに導くようにしたことを特徴とする請
   求項１記載の充電回路。