JPS587812Y2 - 漏電センサ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、漏電被検出電路ｔ１，４２ｉｃて供給される
交流を整流平滑する直流単電源１、漏電被検出電路ｔ１
．ｔ２の不平衝電流を検出する零相変流器２、との零相
変流器２の２次出力をバイアス点を基準として正極入力
端に入力し、負極入力端を抵抗Ｒ１を介してバイアス点
に接続するとともに出力より負極入力端に帰還をかける
演算増幅器ＯＰ、からなる直流増幅器３、この直流増幅
器３出力のピーク電位を保持するピークホー）Ｌド回路
４、直流増幅器３出力レベルＶＯ，とピークホールド回
路４のピークホールド回路ノＬｖｐとを比較し出力を得
る差動増幅器５、この差動増幅器５の出力Ｖｏ２を整流
平滑する整流平滑回路６、整流平滑回路６の出力レベ／
Ｌを判定する比較器１１比較器７の出力によす、シゃ断
器のトリップコイル８を駆動するスイッチング回路９を
有して成る漏電センサに係るものである。

従来の漏電センサは第１図のように漏電被検出電路ｔ１
．ｔ２より供給される交流を整流平滑する直流単電源１
と、漏電被検出電路１１．１２の不平衝電流を検出する
零相変流器２と、この零相変流器２の出力をバイアス点
を基準として正極入力端に入力し、負極入力端には出力
より帰還をかけ、前記負極入力端から抵抗Ｒ１′、結合
コンデンサｃ１を介して回路アースに接続した演算増幅
器ｏｐ’、からなる交流増幅器１０と、この交流増幅器
１０の出力を整流平滑する整流平滑回路６と、この整流
平滑回路６の出力レベＡＶｃを判定する比較器７と、前
記比較器７の出力によって断器のトリップコイル８を駆
動するスイッチング回路９とから構成されていた。

ところでかかる従来例にあっては第２図に示すように交
流増幅器１０において、電源投入時Ｔ１に、Ｖａ点の電
位は瞬間的に、となる。

一方ｖｂ点の電位は結合コンデンサＣ１ と抵抗 Ｒ′ｌ とを介して回路のアースに接続しているため電
源投入時Ｔ１に瞬間的に零Ｖとなり、交流増幅器１０の
出力Ｖｏ’ｌは第３図に示すようにとなる。

これは通常警戒時レベルＬＡ、及び警報時（トリップ）
レベ／Ｌ−ＬＢより大きくなって誤検出するという欠点
があった。

第２図、第３図中Ｔ２は入力信号の存在している期間を
示し、ｌた第３図中ＶＣは整流平滑回路６０出力を示す
。

捷た第４図はスイッチング回路９のトランジスタＴｒの
コレクタ電位たる出力Ｖｏｕｔを示す。

ところで電位ｖｂはその後Ｃ１（Ｒ’１−１−Ｒｆ ）
の時定数で徐々に上昇して、Ｖａ［飽和する（バイアス
点）。

次いで交流増幅器１０のゲインＡｕは であるため、入力信号の周波数変化（５ｏｎｚ。

６０Ｈ２）及び結合コンデンサＣ１の容量のばらつきで
変動するという欠点があった。

本考案は、上述の欠点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは電源投入時の誤動作を防ぎ、周波数に
よるゲインム変化、並びに結合コンデンサのばらつきに
よるゲインの変化、並びに結合コンデンサのばらつきに
よるゲインの変化をなくした漏電センサを提供するにあ
る。

以下本考案を一実施例によって説明する。

第５図は一実施例の回路図を示す。

直流単電源１は漏電被検出電路ｔ８．ｔ２ｒ：流れる交
流をダイオードｄ１ツェナーダイオードｚｄｓ コンデ
ンサＣ２、抵抗Ｒ，４ｔｃて整流平滑して直流を得るも
ので、その出力端間にはスイッチング回路９の抵抗Ｒ５
とトランジスタＴｒとの直列回路を接続し、更に演算増
幅器Ｏ２０等からなる比較器７の基準レベルを設定する
分圧抵抗Ｒ６ｓ Ｒ７の直列回路を接続し、更にまた直
流増幅器３の負極入力端に抵抗Ｒ１を介して分圧点を接
続した分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路を接続している。

直流増幅器３は演算増幅器ＯＰｌを用いたもので、演算
増幅器ＯＰ１の正極入力端は零相変流器２の２次巻線ｎ
の一端に接続し、演算増幅器ＯＰｌの出力を負極入力端
に抵抗Ｒｆを介して帰還させている。

また前記出力は抵抗ＲＩＯを介して差動増幅器５を権威
する演算増幅器ＯＰ３の負極入力端へ入力するとともに
、ピークホールド回路４へ入力する。

ピークホールド回路４は直流増幅器３出力のピーク電位
を保持するためのもので、そのピークホーノしドレベル
ｖＰは、抵抗Ｒ８を介して差動増幅器５の演算増幅器Ｏ
Ｐ３の正極入力端へ入力する。

差動増幅器５の出力Ｖｏ２は整流平滑回路６を介して、
比較器７の演算増幅器ＯＰ２の負極入力端へ入力するよ
うになっている。

比較器７は基準レベルと整流平滑回路６からの入力信号
のレベルｖｃとを比較するためのもので、その出力はス
イッチング回路９のトランジスタＴｒのベースに抵抗Ｒ
９を介して入力するようになっており、通常はトランジ
スタＴｒのベースを′Ｈ”レベＡＩＣ設定する。

スイッチング回路９は直流単電源１のダイオードｄ１を
介して、漏電被検出電路ｔ１．ｔ２間にトリップコイＡ
８とサイリスタＳＣＲ，のゲートトリガをトランジスタ
Ｔｒのコレクタ電位にて制御するようになっている。

しかして、電源を投入すると、結合コンデンサがないた
め、電源投入時の誤動作が生じず、電源周波数によるゲ
インの変化、更に結合コンデンサのばらつきによるゲイ
ンの変化がなく、安定して漏電検出に対してスタンバイ
状態となる。

ところで直流増幅器３にあっては総合オフセット、温度
ドリフトによるバイアス点のずれが第６図に示すように
生じて、出力レベノＬｖｏ１が変動するが、ピークホー
ルド回路４のピークホールドのレベｈＶｐと、直流増幅
器３の出力レベルｖｏ１との差分だけを回路アース基準
に得ることのできる差動増幅器５によって上述の温度ド
リフト、総合オフセラ）ｌ／Ｃよるバイアス点のずれを
補償することにより、安定した出力ｖｏ２を第７図に示
すように得ることができるのである。

尚、出力Ｖｏ２はｖｏ２＝Ｖｐ−ｖｏｌ となる。

今、被漏電検出電路１１．１２に不平衝電流が生じると
、零相変流器２の２次巻線ｎ１ｃ２次出力が生じる。

（尚環状コアに被漏検出電路１１．１２を貫挿し、環状
コアに２次巻線ｎを巻回して零相変流器２は構成せられ
ている。

）この２次出力は、直流増幅器３、ピークホールド回路
４、差動増幅器５を介して第７図に示す信号ｖｏ２とし
て出力せられ、この信号ｖｏ２のレベルと、基準レベＡ
とが比較器７にて比較され、基準レベ／Ｌ以上であれば
Ｈ”レベルの信号が比較器７から出力し、スイッチング
回路９のトランジスタＴｒをオフし、サイリスタＳＣＲ
をオンする。

この結果サイリスタＳＣＲを通じてトリップコイル８が
励磁されてしゃ断器（図示せず）が、動作して、漏電被
検出電路１１．１２をしゃ断するのである。

本考案は上述のように構成して直流増幅器を用いている
ので、結合コンデンサがなくなり、結合コンデンサに起
因する電源投入時の誤検出、電源周波数の変化によるゲ
イン変化、コンデンサの容量のばらつきによるゲイン変
化がなり、シかも高いゲインを得ることができるもので
あり、更に又ピークホールド回路と、差動増幅器を用い
るので、直流増幅器の総合オフセット並びに温度ドリフ
トの影響を補償できて安定な動作が得られるという効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の回路図、第２図、第３図、第４図は同
上の動作説明図、第５図は本考案の一実施例の回路図、
第６図、第７図は同上の動作説明図でちゃ、１は直流単
電源、２は零相変流器、３は直流増幅器、４はピークホ
ー）Ｌド回路、５は差動増幅器、６は整流平滑回路、Ｔ
は比較器、８はトリップコイル、９はスイッチング回路
、ｔｌ。 ｔ２は漏電被検出電路、’Ｒ１は抵抗、Ｖｏｌは直流増
幅器の出力、ｖｐはピークホールドレベＡ、ＶＯ２は差
動増幅器の出力、ＯＰｌは演算増幅器である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 漏電被検出電路にて供給される交流を整流平滑する直流
   単電源、漏電被検出電路の不平衝電流を検出する零相変
   流器、との零相変流器の２次出力をバイアス点を基準と
   して正極入力端に入力し、負極入力端を抵抗を介してバ
   イアス点に接続するとともに出力より負極入力端に帰還
   をかける演算増幅器からなる直流増幅器、この直流増幅
   器出力のピーク電位を保持するビークホー／Ｌド回路、
   直流増幅器出力レベルとピークホールド回路のピークホ
   ールド回路Ａとを比較し出力を得る差動増幅器、との差
   動増幅器の出力を整流平滑する整流平滑回路、整流平滑
   回路の出力レベＡを判定する比較器、比較器の出力によ
   す、シゃ断器のトリップコイルを駆動するスイッチング
   回路を有して成る漏電センサ。