JPH05146162A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH05146162A JPH05146162A JP3328385A JP32838591A JPH05146162A JP H05146162 A JPH05146162 A JP H05146162A JP 3328385 A JP3328385 A JP 3328385A JP 32838591 A JP32838591 A JP 32838591A JP H05146162 A JPH05146162 A JP H05146162A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wave
- modulated
- output voltage
- bias
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 いかなる出力電圧指令であっても、高調波含
有量の少ない出力電圧を得ることのできるインバータ装
置を提供することを目的とする。 【構成】 中性点クランプ形のインバータ装置におい
て、所定値正側あるいは負側にバイアスさせた２種のバ
イアス変調波を搬送波と比較し、バイアス変調波の振幅
が搬送波の振幅より大きい場合は越えた分を越えない他
のバイアス変調波発生波に加える操作を行って２つの変
調波を発生させる変調波発生部４４と、上記２つの変調
波と搬送波を比較し、両変調波が搬送波よりともに大き
いなら正、ともに小さいなら負に、大小異なっている中
性に出力電圧を決定するように制御するゲート信号発生
部４５を具備した構成である。
有量の少ない出力電圧を得ることのできるインバータ装
置を提供することを目的とする。 【構成】 中性点クランプ形のインバータ装置におい
て、所定値正側あるいは負側にバイアスさせた２種のバ
イアス変調波を搬送波と比較し、バイアス変調波の振幅
が搬送波の振幅より大きい場合は越えた分を越えない他
のバイアス変調波発生波に加える操作を行って２つの変
調波を発生させる変調波発生部４４と、上記２つの変調
波と搬送波を比較し、両変調波が搬送波よりともに大き
いなら正、ともに小さいなら負に、大小異なっている中
性に出力電圧を決定するように制御するゲート信号発生
部４５を具備した構成である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は中性点クランプ形ＰＷ
Ｍインバータにおけるインバータ装置に関するものであ
る。
Ｍインバータにおけるインバータ装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図３は例えばピーイーエスシー’８８
レコード（エイプリル １９８８）ピー１２５５〜ピー
１２６２（エー ノーベル アプローチ トゥ ザ ゼ
ネレーション アンド オプティミゼイション オフ
スリーレベル ピダブルエムウェーブ ホームズ ビ
ー．ベリアートス，ピー．マスイズ，イー．タタキイ
ス，ジー．ビインヂェン）［ＰＥＳＣ’８８ ＲＥＣＯ
ＲＤ（ＡＰＲＩＬ １９８８）Ｐ１２５５〜Ｐ１２６２
（Ａ ＮＯＶＥＬ ＡＰＰＲＯＡＣＨ ＴＯ ＴＨＥ
ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＯＰＴＩＭＩＺＡＴＩ
ＯＮ ＯＦ ＴＨＲＥＥ−ＬＥＶＥＬ ＰＷＭ ＷＡＶ
Ｅ ＦＯＲＭＳ Ｂ．Ｖｅｌａｅｒｔｓ，Ｐ．Ｍａｔｈ
ｙｓ，Ｅ．Ｔａｔａｋｉｓ，Ｇ．Ｂｉｎｇｅｎ）］に示
された従来の中性点クランプ形インバータの主回路ブロ
ック図である。
レコード（エイプリル １９８８）ピー１２５５〜ピー
１２６２（エー ノーベル アプローチ トゥ ザ ゼ
ネレーション アンド オプティミゼイション オフ
スリーレベル ピダブルエムウェーブ ホームズ ビ
ー．ベリアートス，ピー．マスイズ，イー．タタキイ
ス，ジー．ビインヂェン）［ＰＥＳＣ’８８ ＲＥＣＯ
ＲＤ（ＡＰＲＩＬ １９８８）Ｐ１２５５〜Ｐ１２６２
（Ａ ＮＯＶＥＬ ＡＰＰＲＯＡＣＨ ＴＯ ＴＨＥ
ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＯＰＴＩＭＩＺＡＴＩ
ＯＮ ＯＦ ＴＨＲＥＥ−ＬＥＶＥＬ ＰＷＭ ＷＡＶ
Ｅ ＦＯＲＭＳ Ｂ．Ｖｅｌａｅｒｔｓ，Ｐ．Ｍａｔｈ
ｙｓ，Ｅ．Ｔａｔａｋｉｓ，Ｇ．Ｂｉｎｇｅｎ）］に示
された従来の中性点クランプ形インバータの主回路ブロ
ック図である。
【０００３】図３において、１４〜１７，１８〜２１，
２２〜２５はそれぞれ直列に接続されたＵ．Ｗ．Ｖ相の
スイッチング素子としてのゲートターンオフサイリスタ
であり、これ等は直流電源端子Ｅ，−Ｅ間に互いに並列
に接続されている。２６・２７，２８・２９，３０・３
１は各相Ｕ．Ｗ．Ｖのゲートターンオフサイリスタの第
１番目と第２番目の接続点および第３番目と第４番目の
接続点間に直列に接続されたダイオード、３２〜４３は
上記ゲートターンオフサイリスタ１４〜２５のそれぞれ
と並列に接続されたダイオードである。０は中性点端
子、Ｕ．Ｖ．Ｗは各相の出力端子である。
２２〜２５はそれぞれ直列に接続されたＵ．Ｗ．Ｖ相の
スイッチング素子としてのゲートターンオフサイリスタ
であり、これ等は直流電源端子Ｅ，−Ｅ間に互いに並列
に接続されている。２６・２７，２８・２９，３０・３
１は各相Ｕ．Ｗ．Ｖのゲートターンオフサイリスタの第
１番目と第２番目の接続点および第３番目と第４番目の
接続点間に直列に接続されたダイオード、３２〜４３は
上記ゲートターンオフサイリスタ１４〜２５のそれぞれ
と並列に接続されたダイオードである。０は中性点端
子、Ｕ．Ｖ．Ｗは各相の出力端子である。
【０００４】次に上記主回路ブロック図の動作を説明す
る。いま、ゲートターンオフサイリスタ１４〜１７を例
にとると、ゲートターンオフサイリスタ１４と１６，１
５と１７はそれぞれ反対にスイッチングを行う。ゲート
ターンオフサイリスタ１４をオン、同１５をオンと決め
ると、同１６，１７はオフとなり、Ｕ相の出力端子電圧
は＋Ｅとなる。また、ゲートターンオフサイリスタ１４
をオフ、同１５をオンと決めると、同１６はオン、同１
７はオフに決まり、Ｕ相の出力端子電圧は０になる。ゲ
ートターンオフサイリスタ１４をオフ，１５をオフと決
めると、同１６，１７はともにオンに決まり、Ｕ相の出
力端子電圧は−Ｅになる。
る。いま、ゲートターンオフサイリスタ１４〜１７を例
にとると、ゲートターンオフサイリスタ１４と１６，１
５と１７はそれぞれ反対にスイッチングを行う。ゲート
ターンオフサイリスタ１４をオン、同１５をオンと決め
ると、同１６，１７はオフとなり、Ｕ相の出力端子電圧
は＋Ｅとなる。また、ゲートターンオフサイリスタ１４
をオフ、同１５をオンと決めると、同１６はオン、同１
７はオフに決まり、Ｕ相の出力端子電圧は０になる。ゲ
ートターンオフサイリスタ１４をオフ，１５をオフと決
めると、同１６，１７はともにオンに決まり、Ｕ相の出
力端子電圧は−Ｅになる。
【０００５】上記ゲートターンオフサイリスタ１４と１
５のスイッチングパターンを決める方法として、図４に
示されているダイポーラ変調がある。このダイポーラ変
調法は２つの変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａによりゲート
信号を得るもので、図４において、上側の変調波Ｖu1と
搬送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１５の
スイッチングパターンが得られ、下側の変調波Ｖu2と搬
送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１４のス
イッチングパターンが得られる。この各変調波Ｖu1，Ｖ
u2には、２つの変調波Ｖu1，Ｖu2の振幅Ｈが１を越えな
い。一方の変調波の振幅Ｋが振幅Ｈを越えないといった
制限を付けることで、変調波Ｖu1，Ｖu2が搬送波Ａより
大きくならない範囲でインバータを動作させて、スイッ
チング回数の減少を抑えている。
５のスイッチングパターンを決める方法として、図４に
示されているダイポーラ変調がある。このダイポーラ変
調法は２つの変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａによりゲート
信号を得るもので、図４において、上側の変調波Ｖu1と
搬送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１５の
スイッチングパターンが得られ、下側の変調波Ｖu2と搬
送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１４のス
イッチングパターンが得られる。この各変調波Ｖu1，Ｖ
u2には、２つの変調波Ｖu1，Ｖu2の振幅Ｈが１を越えな
い。一方の変調波の振幅Ｋが振幅Ｈを越えないといった
制限を付けることで、変調波Ｖu1，Ｖu2が搬送波Ａより
大きくならない範囲でインバータを動作させて、スイッ
チング回数の減少を抑えている。
【０００６】図５はダイポーラ変調と他の変調方式との
比較のため、変調波の振幅Ｋに対する損失係数σを示し
ているが、この損失係数σは高周波の含有量を比較する
のによい指標である。振幅Ｋが１に近い値の時には、バ
イポーラ変調、つまり、単調に、＋Ｅと−Ｅを切り換え
て出力電圧とする方法とほぼ等しい高周波を含むことに
なる。
比較のため、変調波の振幅Ｋに対する損失係数σを示し
ているが、この損失係数σは高周波の含有量を比較する
のによい指標である。振幅Ｋが１に近い値の時には、バ
イポーラ変調、つまり、単調に、＋Ｅと−Ｅを切り換え
て出力電圧とする方法とほぼ等しい高周波を含むことに
なる。
【０００７】図６は例えば特開平３−１５９５７０号公
報に示された高周波成分を低減できる２種類の変調波を
利用した中性点クランプ形インバータ装置の具体構成を
示す回路図であり、前記図３と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。
報に示された高周波成分を低減できる２種類の変調波を
利用した中性点クランプ形インバータ装置の具体構成を
示す回路図であり、前記図３と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。
【０００８】図６において、１は各相の出力端子Ｕ．
Ｗ．Ｖに接続した負荷としての交流電動機、２は搬送波
発振器、３，４は外部から与えられる出力電圧指令Ｖu *
とバイアス値出力回路５，６から与えられるバイアス値
とを加算する加算器、７，８は搬送波発振器２から与え
られる搬送波と加算器３，４から与えられる変調波
Ｖu1，Ｖu2とを比較する比較器であり、この比較器７，
８の出力を直接Ｕ相のゲートターンオフサイリスタ１
４，１６のゲートにゲート信号として供給するとともに
否定回路９，１０を介してＵ相のゲートターンオフサイ
リスタ１５，１７のゲートにゲート信号として供給する
構成である。なお、図６はＵ相のゲート信号供給回路の
みを示している。１１は直流電源、１２，１３は直流接
続して直流電源１１と並列に接続した容量の等しいコン
デンサであり、この直流電源１１とコンデンサ１２，１
３で直流回路を構成している。
Ｗ．Ｖに接続した負荷としての交流電動機、２は搬送波
発振器、３，４は外部から与えられる出力電圧指令Ｖu *
とバイアス値出力回路５，６から与えられるバイアス値
とを加算する加算器、７，８は搬送波発振器２から与え
られる搬送波と加算器３，４から与えられる変調波
Ｖu1，Ｖu2とを比較する比較器であり、この比較器７，
８の出力を直接Ｕ相のゲートターンオフサイリスタ１
４，１６のゲートにゲート信号として供給するとともに
否定回路９，１０を介してＵ相のゲートターンオフサイ
リスタ１５，１７のゲートにゲート信号として供給する
構成である。なお、図６はＵ相のゲート信号供給回路の
みを示している。１１は直流電源、１２，１３は直流接
続して直流電源１１と並列に接続した容量の等しいコン
デンサであり、この直流電源１１とコンデンサ１２，１
３で直流回路を構成している。
【０００９】以下、図６について、Ｕ相のゲートターン
オフサイリスタ１４〜１７のゲート信号発生の動作を説
明する。いま、出力電圧指令Ｖu *にバイアス値発生回路
５，６から与えられたバイアス値を加算器３，４で加算
し、この各加算器３，４の加算出力を搬送発振器２で作
られた搬送波とそれぞれ比較器７，８で比較してゲート
信号を得る。
オフサイリスタ１４〜１７のゲート信号発生の動作を説
明する。いま、出力電圧指令Ｖu *にバイアス値発生回路
５，６から与えられたバイアス値を加算器３，４で加算
し、この各加算器３，４の加算出力を搬送発振器２で作
られた搬送波とそれぞれ比較器７，８で比較してゲート
信号を得る。
【００１０】図７は加算器３，４から出力された変調波
Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａ、ゲート信号および出力電圧の関
係を示すタイミング図である。前記ダイポーラ変調の変
調波に対する制限をなくし、常に変調波Ｖu1は搬送波Ａ
より大きい区間１８０°を持つ様にしている。ゲートタ
ーンオフサイリスタ１４，１６がスイッチングする区間
では、同１５，１７はスイッチングを行わない。また、
ゲートターンオフサイリスタ１５，１７のスイッチング
する区間では、同１４，１６はスイッチングしない。こ
の様なスイッチングでは、正極と中性点あるいは負極と
中性点との間でしかスイッチングを行なわないので、高
周波が高出力電圧指令時においても増加することはな
い。
Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａ、ゲート信号および出力電圧の関
係を示すタイミング図である。前記ダイポーラ変調の変
調波に対する制限をなくし、常に変調波Ｖu1は搬送波Ａ
より大きい区間１８０°を持つ様にしている。ゲートタ
ーンオフサイリスタ１４，１６がスイッチングする区間
では、同１５，１７はスイッチングを行わない。また、
ゲートターンオフサイリスタ１５，１７のスイッチング
する区間では、同１４，１６はスイッチングしない。こ
の様なスイッチングでは、正極と中性点あるいは負極と
中性点との間でしかスイッチングを行なわないので、高
周波が高出力電圧指令時においても増加することはな
い。
【００１１】しかし、ゲートターンオフサイリスタ２個
のみのスイッチングによってパルス幅変調を行っている
ので、ダイポーラ変調と比し低出力電圧域での高周波を
同一レベルにする場合、スイッチング素子１個当たりの
スイッチング周波数が増加し、スイッチング損により熱
の発生が比較的多いと考えられる。また、１相当りのス
イッチング素子の半分が出力基本波周期の１８０°間ス
イッチングを停止するため、極く低出力周波数域におい
ては、通電電流が一部のスイッチング素子に集中して流
れ、通電ロスも一部のスイッチング素子に集中して発生
する。
のみのスイッチングによってパルス幅変調を行っている
ので、ダイポーラ変調と比し低出力電圧域での高周波を
同一レベルにする場合、スイッチング素子１個当たりの
スイッチング周波数が増加し、スイッチング損により熱
の発生が比較的多いと考えられる。また、１相当りのス
イッチング素子の半分が出力基本波周期の１８０°間ス
イッチングを停止するため、極く低出力周波数域におい
ては、通電電流が一部のスイッチング素子に集中して流
れ、通電ロスも一部のスイッチング素子に集中して発生
する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来の２種類の変調波
を用いてパルス幅変調を行うインバータ装置は以上のよ
うに構成されているので、低出力電圧指令の時に高周波
低減が行えるものでは、高出力電圧指令の時の高周波増
大が起こり、高出力電圧指令の時に高周波低減が行える
ものでは、全出力電圧指令においてスイッチング素子の
発熱による熱設計の困難が生じるといった問題点があっ
た。
を用いてパルス幅変調を行うインバータ装置は以上のよ
うに構成されているので、低出力電圧指令の時に高周波
低減が行えるものでは、高出力電圧指令の時の高周波増
大が起こり、高出力電圧指令の時に高周波低減が行える
ものでは、全出力電圧指令においてスイッチング素子の
発熱による熱設計の困難が生じるといった問題点があっ
た。
【００１３】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、高出力電圧指令時にも極端なス
イッチングの集中が起こらず、全出力電圧指令で高周波
の低減が行えるパルス幅変調方式を用いたインバータ装
置を得ることを目的する。
ためになされたもので、高出力電圧指令時にも極端なス
イッチングの集中が起こらず、全出力電圧指令で高周波
の低減が行えるパルス幅変調方式を用いたインバータ装
置を得ることを目的する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明に係るインバー
タ装置は、出力電圧指令に、所定値正側にバイアスした
バイアス変調波と負側にバイアスしたバイアス変調波を
用い、各バイアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の
振幅より大きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の値
を振幅に制限し、このバイアス変調波の値から搬送波の
振幅を差引いた値を他方のバイアス変調波に加えるとい
う処理を行って２つの変調波を発生する変調波発生部
と、前記２つの変調波の搬送波の比較を行い、両比較が
ともに変調波が大きければ正に、ともに小さければ負
に、両比較が大小異なれば中性に出力電圧を決定するよ
うにインバータを構成するスイッチング素子を制御する
ゲート信号発生回路を具備したものである。
タ装置は、出力電圧指令に、所定値正側にバイアスした
バイアス変調波と負側にバイアスしたバイアス変調波を
用い、各バイアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の
振幅より大きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の値
を振幅に制限し、このバイアス変調波の値から搬送波の
振幅を差引いた値を他方のバイアス変調波に加えるとい
う処理を行って２つの変調波を発生する変調波発生部
と、前記２つの変調波の搬送波の比較を行い、両比較が
ともに変調波が大きければ正に、ともに小さければ負
に、両比較が大小異なれば中性に出力電圧を決定するよ
うにインバータを構成するスイッチング素子を制御する
ゲート信号発生回路を具備したものである。
【００１５】
【作用】この発明における２つの変調波は、低出力電圧
指令時にはダイポーラ変調と等価な変調を与え、高出力
電圧指令時には中性点と正極あるいは負極のみのスイッ
チングとすることにより、高周波を低減してスイッチン
グの集中を防止することができる。
指令時にはダイポーラ変調と等価な変調を与え、高出力
電圧指令時には中性点と正極あるいは負極のみのスイッ
チングとすることにより、高周波を低減してスイッチン
グの集中を防止することができる。
【００１６】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。前記図６と同一部分に、同一符号を付
して重複説明を省略した図１において、４４は出力電圧
指令Ｖu に対する変調波発生部である。図示例は変調波
発生部４４の内部機能をフローチャートで示している
が、ソフトウェアであっても同等の機能を有するハード
ウェアで構成してもよい。また、本実施例における搬送
波発振器２、比較器７，８、否定回路９，１０はゲート
信号発生部４５を構成している。
ついて説明する。前記図６と同一部分に、同一符号を付
して重複説明を省略した図１において、４４は出力電圧
指令Ｖu に対する変調波発生部である。図示例は変調波
発生部４４の内部機能をフローチャートで示している
が、ソフトウェアであっても同等の機能を有するハード
ウェアで構成してもよい。また、本実施例における搬送
波発振器２、比較器７，８、否定回路９，１０はゲート
信号発生部４５を構成している。
【００１７】図２は２つの変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａ
によって得られるゲート信号および出力電圧ＶUV，
ＶVW，ＶWUの関係を示すタイミング図である。
によって得られるゲート信号および出力電圧ＶUV，
ＶVW，ＶWUの関係を示すタイミング図である。
【００１８】次に上記実施例の動作について説明する。
変調波発生部４４では、まず、出力電圧指令Ｖu *(t) を
作成し（ステップＳＴ１）、この出力電圧指令Ｖu *(t)
に搬送波Ａの振幅の−１／２，＋１／２倍を加えてバイ
アス変調波Ｖu1，Ｖu2を得る（ステップＳＴ２）。
変調波発生部４４では、まず、出力電圧指令Ｖu *(t) を
作成し（ステップＳＴ１）、この出力電圧指令Ｖu *(t)
に搬送波Ａの振幅の−１／２，＋１／２倍を加えてバイ
アス変調波Ｖu1，Ｖu2を得る（ステップＳＴ２）。
【００１９】次に上記バイアス変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送
波Ａを比較し、バイアス変調波Ｖu1，Ｖu2が搬送波Ａの
振幅を越えた場合には、越えない場合との線形性を保つ
ためにバイアス変調波に対して、越えたバイアス変調波
は搬送波Ａの振幅に制限をかけて、越えた大きさを他方
の越えていない変調波に加えるという処理（操作）を行
い、２つの変調波Ｖu1，Ｖu2を発生する（ステップＳＴ
３〜ＳＴ１０）。
波Ａを比較し、バイアス変調波Ｖu1，Ｖu2が搬送波Ａの
振幅を越えた場合には、越えない場合との線形性を保つ
ためにバイアス変調波に対して、越えたバイアス変調波
は搬送波Ａの振幅に制限をかけて、越えた大きさを他方
の越えていない変調波に加えるという処理（操作）を行
い、２つの変調波Ｖu1，Ｖu2を発生する（ステップＳＴ
３〜ＳＴ１０）。
【００２０】この２つの変調波Ｖu1，Ｖu2は搬送波発振
器２からの搬送波Ａと比較器７，８で比較される。そし
て、比較器７の出力は直接ゲートターンオフサイリスタ
１４に、また、否定回路９を介してゲートターンオフサ
イリスタ１５に、比較器８の出力は直接ゲートターンオ
フサイリスタ１５に、また、否定回路１０を介してゲー
トターンオフサイリスタ１６にそれぞれゲート信号とし
て供給される。
器２からの搬送波Ａと比較器７，８で比較される。そし
て、比較器７の出力は直接ゲートターンオフサイリスタ
１４に、また、否定回路９を介してゲートターンオフサ
イリスタ１５に、比較器８の出力は直接ゲートターンオ
フサイリスタ１５に、また、否定回路１０を介してゲー
トターンオフサイリスタ１６にそれぞれゲート信号とし
て供給される。
【００２１】以上はＵ相のゲート信号発生について説明
したが、Ｖ相，Ｗ相においても位相をズラした出力電圧
指令を用いることにより、上記Ｕ相の場合と同様にＶ
相，Ｗ相のゲート信号を発生することができる。そし
て、このゲート信号でインバータを構成するスイッチン
グ素子を駆動制御することにより、各出力端子Ｕ．Ｖ．
Ｗに図２に示す高周波の少ない出力電圧Ｖu-V ，Ｖ
V-W ，ＶW-u を出力するものである。
したが、Ｖ相，Ｗ相においても位相をズラした出力電圧
指令を用いることにより、上記Ｕ相の場合と同様にＶ
相，Ｗ相のゲート信号を発生することができる。そし
て、このゲート信号でインバータを構成するスイッチン
グ素子を駆動制御することにより、各出力端子Ｕ．Ｖ．
Ｗに図２に示す高周波の少ない出力電圧Ｖu-V ，Ｖ
V-W ，ＶW-u を出力するものである。
【００２２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば出力電
圧指令に、所定値正側にバイアスしたバイアス変調波と
所定値負側にバイアスしたバイアス変調波を用い、各バ
イアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の振幅より大
きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の振幅に制限
し、このバイアス変調波の値から搬送波の振幅を差引い
た値を他方のバイアス変調波に加えるという処理を行っ
て２つの変調波を発生するように構成したので、出力電
圧指令が低いときはダイポール変調と同等の変調が行
え、出力電圧指令が高いときには、高周波を低減する変
調が行え、かつ、スイッチングは著しく集中することが
ないようにできる等の効果がある。
圧指令に、所定値正側にバイアスしたバイアス変調波と
所定値負側にバイアスしたバイアス変調波を用い、各バ
イアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の振幅より大
きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の振幅に制限
し、このバイアス変調波の値から搬送波の振幅を差引い
た値を他方のバイアス変調波に加えるという処理を行っ
て２つの変調波を発生するように構成したので、出力電
圧指令が低いときはダイポール変調と同等の変調が行
え、出力電圧指令が高いときには、高周波を低減する変
調が行え、かつ、スイッチングは著しく集中することが
ないようにできる等の効果がある。
【図１】この発明の一実施例によるインバータ装置を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】図１の実施例装置における２つの変調波と搬送
波およびゲート信号と出力電圧の関係を示すタイミング
図である。
波およびゲート信号と出力電圧の関係を示すタイミング
図である。
【図３】従来の中性点クランプ形インバータ装置の主要
部の構成図である。
部の構成図である。
【図４】図３の従来装置における変調波と搬送波および
出力電圧の関係を示すタイミング図である。
出力電圧の関係を示すタイミング図である。
【図５】各種変調法による損失係数を用いた高周波成分
の比較図である。
の比較図である。
【図６】従来の中性点クランプ形インバータ装置の構成
図である。
図である。
【図７】図６の従来装置における変調波と搬送波とゲー
ト信号および出力電圧の関係を示すタイミング図であ
る。
ト信号および出力電圧の関係を示すタイミング図であ
る。
１２，１３ コンデンサ １４〜２５ スイッチング素子 ２６〜３１ ダイオード ４４ 変調波発生部 ４５ ゲート信号発生部 ０ 中性点端子 Ｕ．Ｖ．Ｗ 出力端子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年４月２２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】上記ゲートターンオフサイリスタ１４と１
５のスイッチングパターンを決める方法として、図４に
示されているダイポーラ変調がある。このダイポーラ変
調法は２つの変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａによりゲート
信号を得るもので、図４において、上側の変調波Ｖu1と
搬送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１５の
スイッチングパターンが得られ、下側の変調波Ｖu2と搬
送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１４のス
イッチングパターンが得られる。この各変調波Ｖu1，Ｖ
u2には、変調波Ｖu1の最大値と変調波Ｖu2の最 小値との
差Ｈが１を越えない。一方の変調波の振幅Ｋが振幅Ｈを
越えないといった制限を付けることで、変調波Ｖu1，Ｖ
u2が搬送波Ａより大きくならない範囲でインバータを動
作させて、スイッチング回数の減少を抑えている。
５のスイッチングパターンを決める方法として、図４に
示されているダイポーラ変調がある。このダイポーラ変
調法は２つの変調波Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａによりゲート
信号を得るもので、図４において、上側の変調波Ｖu1と
搬送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１５の
スイッチングパターンが得られ、下側の変調波Ｖu2と搬
送波Ａとの比較でゲートターンオフサイリスタ１４のス
イッチングパターンが得られる。この各変調波Ｖu1，Ｖ
u2には、変調波Ｖu1の最大値と変調波Ｖu2の最 小値との
差Ｈが１を越えない。一方の変調波の振幅Ｋが振幅Ｈを
越えないといった制限を付けることで、変調波Ｖu1，Ｖ
u2が搬送波Ａより大きくならない範囲でインバータを動
作させて、スイッチング回数の減少を抑えている。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】図５はダイポーラ変調と他の変調方式との
比較のため、変調波の振幅Ｋに対する損失係数σを示し
ているが、この損失係数σは高調波の含有量を比較する
のによい指標である。振幅Ｋが１に近い値の時には、バ
イポーラ変調、つまり、単調に、＋Ｅと−Ｅを切り換え
て出力電圧とする方法とほぼ等しく高調波を含むことに
なる。
比較のため、変調波の振幅Ｋに対する損失係数σを示し
ているが、この損失係数σは高調波の含有量を比較する
のによい指標である。振幅Ｋが１に近い値の時には、バ
イポーラ変調、つまり、単調に、＋Ｅと−Ｅを切り換え
て出力電圧とする方法とほぼ等しく高調波を含むことに
なる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】図６は例えば特開平３−１５９５７０号公
報に示された高調波成分を低減できる２種類の変調波を
利用した中性点クランプ形インバータ装置の具体構成を
示す回路図であり、前記図３と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。
報に示された高調波成分を低減できる２種類の変調波を
利用した中性点クランプ形インバータ装置の具体構成を
示す回路図であり、前記図３と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】図６において、１は各相の出力端子Ｕ．
Ｗ．Ｖに接続した負荷としての交流電動機、２は搬送波
発振器、３，４は外部から与えられる出力電圧指令Ｖu *
とバイアス値出力回路５，６から与えられるバイアス値
とを加算する加算器、７，８は搬送波発振器２から与え
られる搬送波と加算器３，４から与えられる変調波
Ｖu1，Ｖu2とを比較する比較器であり、この比較器７，
８の出力を直接Ｕ相のゲートターンオフサイリスタ１
４，１６のゲートにゲート信号として供給するとともに
否定回路９，１０を介してＵ相のゲートターンオフサイ
リスタ１５，１７のゲートにゲート信号として供給する
構成である。なお、図６はＵ相のゲート信号供給回路の
みを示している。１１は直流電源、１２，１３は直列接
続して直流電源１１と並列に接続した容量の等しいコン
デンサであり、この直流電源１１とコンデンサ１２，１
３で直流回路を構成している。
Ｗ．Ｖに接続した負荷としての交流電動機、２は搬送波
発振器、３，４は外部から与えられる出力電圧指令Ｖu *
とバイアス値出力回路５，６から与えられるバイアス値
とを加算する加算器、７，８は搬送波発振器２から与え
られる搬送波と加算器３，４から与えられる変調波
Ｖu1，Ｖu2とを比較する比較器であり、この比較器７，
８の出力を直接Ｕ相のゲートターンオフサイリスタ１
４，１６のゲートにゲート信号として供給するとともに
否定回路９，１０を介してＵ相のゲートターンオフサイ
リスタ１５，１７のゲートにゲート信号として供給する
構成である。なお、図６はＵ相のゲート信号供給回路の
みを示している。１１は直流電源、１２，１３は直列接
続して直流電源１１と並列に接続した容量の等しいコン
デンサであり、この直流電源１１とコンデンサ１２，１
３で直流回路を構成している。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】図７は加算器３，４から出力された変調波
Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａ、ゲート信号および出力電圧の関
係を示すタイミング図である。前記ダイポーラ変調の変
調波に対する制限をなくし、常に変調波Ｖu1は搬送波Ａ
より大きい区間１８０°を持つ様にしている。ゲートタ
ーンオフサイリスタ１４，１６がスイッチングする区間
では、同１５，１７はスイッチングを行わない。また、
ゲートターンオフサイリスタ１５，１７のスイッチング
する区間では、同１４，１６はスイッチングしない。こ
の様なスイッチングでは、正極と中性点あるいは負極と
中性点との間でしかスイッチングを行なわないので、高
調波が高出力電圧指令時においても増加することはな
い。
Ｖu1，Ｖu2と搬送波Ａ、ゲート信号および出力電圧の関
係を示すタイミング図である。前記ダイポーラ変調の変
調波に対する制限をなくし、常に変調波Ｖu1は搬送波Ａ
より大きい区間１８０°を持つ様にしている。ゲートタ
ーンオフサイリスタ１４，１６がスイッチングする区間
では、同１５，１７はスイッチングを行わない。また、
ゲートターンオフサイリスタ１５，１７のスイッチング
する区間では、同１４，１６はスイッチングしない。こ
の様なスイッチングでは、正極と中性点あるいは負極と
中性点との間でしかスイッチングを行なわないので、高
調波が高出力電圧指令時においても増加することはな
い。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１１】しかし、ゲートターンオフサイリスタ２個
のみのスイッチングによってパルス幅変調を行っている
ので、ダイポーラ変調と比し低出力電圧域での高調波を
同一レベルにする場合、スイッチング素子１個当たりの
スイッチング周波数が増加し、スイッチング損により熱
の発生が比較的多いと考えられる。また、１相当りのス
イッチング素子の半分が出力基本波周期の１８０°間ス
イッチングを停止するため、極く低出力周波数域におい
ては、通電電流が一部のスイッチング素子に集中して流
れ、通電ロスも一部のスイッチング素子に集中して発生
する。
のみのスイッチングによってパルス幅変調を行っている
ので、ダイポーラ変調と比し低出力電圧域での高調波を
同一レベルにする場合、スイッチング素子１個当たりの
スイッチング周波数が増加し、スイッチング損により熱
の発生が比較的多いと考えられる。また、１相当りのス
イッチング素子の半分が出力基本波周期の１８０°間ス
イッチングを停止するため、極く低出力周波数域におい
ては、通電電流が一部のスイッチング素子に集中して流
れ、通電ロスも一部のスイッチング素子に集中して発生
する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来の２種類の変調波
を用いてパルス幅変調を行うインバータ装置は以上のよ
うに構成されているので、低出力電圧指令の時に高調波
低減が行えるものでは、高出力電圧指令の時の高調波増
大が起こり、高出力電圧指令の時に高調波低減が行える
ものでは、全出力電圧指令においてスイッチング素子の
発熱による熱設計の困難が生じるといった問題点があっ
た。
を用いてパルス幅変調を行うインバータ装置は以上のよ
うに構成されているので、低出力電圧指令の時に高調波
低減が行えるものでは、高出力電圧指令の時の高調波増
大が起こり、高出力電圧指令の時に高調波低減が行える
ものでは、全出力電圧指令においてスイッチング素子の
発熱による熱設計の困難が生じるといった問題点があっ
た。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、高出力電圧指令時にも極端なス
イッチングの集中が起こらず、全出力電圧指令で高調波
の低減が行えるパルス幅変調方式を用いたインバータ装
置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、高出力電圧指令時にも極端なス
イッチングの集中が起こらず、全出力電圧指令で高調波
の低減が行えるパルス幅変調方式を用いたインバータ装
置を得ることを目的とする。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】
【作用】この発明における２つの変調波は、低出力電圧
指令時にはダイポーラ変調と等価な変調を与え、高出力
電圧指令時には中性点と正極あるいは負極のみのスイッ
チングとすることにより、高調波を低減してスイッチン
グの集中を防止することができる。
指令時にはダイポーラ変調と等価な変調を与え、高出力
電圧指令時には中性点と正極あるいは負極のみのスイッ
チングとすることにより、高調波を低減してスイッチン
グの集中を防止することができる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】以上はＵ相のゲート信号発生について説明
したが、Ｖ相，Ｗ相においても位相をズラした出力電圧
指令を用いることにより、上記Ｕ相の場合と同様にＶ
相，Ｗ相のゲート信号を発生することができる。そし
て、このゲート信号でインバータを構成するスイッチン
グ素子を駆動制御することにより、各出力端子Ｕ．Ｖ．
Ｗに図２に示す高調波の少ない出力電圧Ｖu-V ，Ｖ
V-W ，ＶW-u を出力するものである。
したが、Ｖ相，Ｗ相においても位相をズラした出力電圧
指令を用いることにより、上記Ｕ相の場合と同様にＶ
相，Ｗ相のゲート信号を発生することができる。そし
て、このゲート信号でインバータを構成するスイッチン
グ素子を駆動制御することにより、各出力端子Ｕ．Ｖ．
Ｗに図２に示す高調波の少ない出力電圧Ｖu-V ，Ｖ
V-W ，ＶW-u を出力するものである。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば出力電
圧指令に、所定値正側にバイアスしたバイアス変調波と
所定値負側にバイアスしたバイアス変調波を用い、各バ
イアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の振幅より大
きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の振幅に制限
し、このバイアス変調波の値から搬送波の振幅を差引い
た値を他方のバイアス変調波に加えるという処理を行っ
て２つの変調波を発生するように構成したので、出力電
圧指令が低いときはダイポーラ変調と同等の変調が行
え、出力電圧指令が高いときには、高調波を低減する変
調が行え、かつ、スイッチングは著しく集中することが
ないようにできる等の効果がある。
圧指令に、所定値正側にバイアスしたバイアス変調波と
所定値負側にバイアスしたバイアス変調波を用い、各バ
イアス変調波の瞬時値の大きさが、搬送波の振幅より大
きい時は該バイアス変調波の値を搬送波の振幅に制限
し、このバイアス変調波の値から搬送波の振幅を差引い
た値を他方のバイアス変調波に加えるという処理を行っ
て２つの変調波を発生するように構成したので、出力電
圧指令が低いときはダイポーラ変調と同等の変調が行
え、出力電圧指令が高いときには、高調波を低減する変
調が行え、かつ、スイッチングは著しく集中することが
ないようにできる等の効果がある。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】各種変調法による損失係数を用いた高調波成分
の比較図である。
の比較図である。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
Claims (1)
- 【請求項１】 容量の等しい２個のコンデンサを直流電
源端子間に直列接続した直流回路と、４個宛直列に接続
して前記直流回路と並列に接続した各相のスイッチング
素子と、この各相のスイッチング素子の第１番目と第２
番目の接続点および第３番目と第４番目の接続点との間
を接続する２個直列のダイオードとを有し、前記各相の
スイッチング素子の第２番目と第３番目のスイッチング
素子の接続点に出力端子を接続し、前記各相のダイオー
ドの接続点を前記直流回路の中性点端子に接続したイン
バータ装置において、所定値正側にバイアスしたバイア
ス変調波と所定値負側にバイアスしたバイアス変調波を
用い、この各バイアス変調波の瞬時値の大きさが搬送波
の振幅より大きい時は該バイアス変調波の値を該搬送波
の振幅に制御するとともに他方のバイアス変調波に前記
大きいバイアス変調波の値から前記搬送波の振幅を差引
いた値を加える処理を行って２つの変調波を発生する変
調波発生部と、この２つの変調波と前記搬送波の比較を
行い、両比較結果とも変調波が大きければ正に、両比較
結果とも変調波が小さければ負に、両比較結果が大小異
なれば中性に出力電圧を決定するように前記各相のスイ
ッチング素子を制御するゲート信号発生部とを具備した
ことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3328385A JPH05146162A (ja) | 1991-11-18 | 1991-11-18 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3328385A JPH05146162A (ja) | 1991-11-18 | 1991-11-18 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05146162A true JPH05146162A (ja) | 1993-06-11 |
Family
ID=18209660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3328385A Pending JPH05146162A (ja) | 1991-11-18 | 1991-11-18 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05146162A (ja) |
-
1991
- 1991-11-18 JP JP3328385A patent/JPH05146162A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6534949B2 (en) | Motor drive converter and method with neutral point drift compensation | |
| US5325285A (en) | Parallel running control apparatus for PWM inverters | |
| US5280421A (en) | Current regulator for a four-legged three-phase inverter | |
| US6510063B2 (en) | Electric power conversion optimized for efficient harmonic elimination | |
| JPS6338952B2 (ja) | ||
| JP2001161071A (ja) | ３相ａｃ／ｄｃ電力回生変換器 | |
| JP2004266884A (ja) | スイッチング電源式電源装置およびそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置 | |
| Oh et al. | Dead-time compensation of a current controlled inverter using the space vector modulation method | |
| JPH05146162A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3222489B2 (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JPH0488884A (ja) | 電圧形インバータ | |
| WO2021048999A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0197174A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4277360B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JPS60200770A (ja) | 正弦波インバ−タ | |
| WO2023032195A1 (ja) | 電力変換器の制御部および電力変換装置 | |
| JP2784490B2 (ja) | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流制限方法 | |
| JPH03159570A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH1052062A (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JPH06351264A (ja) | 交流電動機電流制御方式 | |
| JPH09163755A (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JPH09163754A (ja) | 直列多重型インバータの制御装置 | |
| JPH082183B2 (ja) | 直列ｎ重インバータの制御方法 | |
| JP3251805B2 (ja) | Ｎｐｃインバータ装置及びその制御方法 | |
| JP3815035B2 (ja) | 共振形インバータ装置 |