JPH05137027A - ゴースト除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】伝送路の歪みを高速に、かつ安定に除去可能な
ゴースト除去装置を提供する。 【構成】４フィールド差分処理、ＧＣＲ判別処理、ノイ
ズ除去などの基準信号前処理手段と、その出力を入力と
して伝送歪みを抑圧するための歪み除去フィルタと、そ
の出力から得られる処理後の基準信号を取込み歪み除去
フィルタの特性を制御する演算器とから構成し、ＧＣＲ
判別処理から出力されるＧＣＲ検出信号を演算器に与え
るようにした。 【効果】ゴーストなどの伝送歪みの除去に要する時間の
短縮と、歪み除去の基準信号が正規の状態にないような
場合の誤動作防止の効果が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン信号が伝
送される伝送路の歪みを除去するためのゴースト除去装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】放送局から送信されるテレビジョン信号
を受信する際、高層建築物や山などの障害物による反射
波が直接波に重畳されることにより発生する伝送路の歪
みはゴーストと呼ばれ、地上テレビジョン放送における
画質劣化の最大の原因となっている。

【０００３】この画質劣化を改善するために、テレビ学
技報ＶＯＬ．１３，ＮＯ．３２（１９８９年６月）第１
頁から第３６頁の６論文において論じられているよう
に、放送局側でゴースト除去のための基準信号を送出
し、受信側でこの基準信号からゴーストを検出しゴース
ト除去を行なう方式、およびその装置が開発されてい
る。

【０００４】このゴースト除去のための基準信号は、前
記論文の第３１頁のゴースト除去の原理の項において、
８フィールドシーケンスで送られるＧＣＲ（Ｇｈｏｓｔ
Ｃａｎｃｅｌ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号を８フィー
ルドシーケンスに応じた演算処理や微分と呼ばれるクロ
ック差分処理などの演算処理することで、基準となるｓ
ｉｎＸ／Ｘパルスの形状の波形を得ることで、約４５μ
ｓまでのゴーストを検出できることが述べられている。

【０００５】また、このＧＣＲ信号を用いたゴースト除
去装置では、伝送路歪み（ゴースト）を抑圧する歪み除
去フィルタ（トランスバーサルフィルタ）の出力に制御
回路を設け、その制御回路で前記ＧＣＲ信号を演算処理
して伝送路の歪み情報を検出し、前記歪み除去フィルタ
のタップ係数を制御することでゴーストを除去してい
る。

【０００６】ところで一般に、受信機において受信され
たテレビジョン信号に関しては、かなりのノイズを含ま
れている場合をも想定する必要があり、このような場合
においては、ノイズを含む前記基準信号を用いて検出す
るゴーストの情報に誤りを含む可能性が大きくなり、そ
の結果ゴースト除去性能の劣化を招くことになる。

【０００７】この問題を解決する手段として、特公昭６
２−２２３０７号公報に記載のものが知られている。こ
れによれば、伝送路歪み（ゴースト）を抑圧する歪み除
去フィルタの出力にノイズ除去回路を設け、その出力を
前記フィルタを制御する制御回路に供給するように構成
し、基準信号に含まれるノイズを抑圧することにより、
ゴースト情報の誤り防止を達成している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、歪み除去に要する時間が長くなるという問題があっ
た。

【０００９】前記ＧＣＲ信号は、前ラインからの歪み成
分の混入による誤検出を避けるため、前記テレビ学技報
ＶＯＬ．１３，ＮＯ．３２（１９８９年６月）の第３１
頁の第１図、あるいは本明細書の図１８に示すように、
８フィールドで一巡するシーケンスパターンとなってい
る。また、その前ラインに挿入される信号は、ＶＩＴ
（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅｓｔ）信
号であり、少なくとも偶奇それぞれのフィールドにおい
ては同一パターンとなっている。

【００１０】このＧＣＲ信号から前ラインから混入する
歪みの影響なく伝送路の歪みを検出するためには、８フ
ィールド分の信号を用いて、

【００１１】

【数１】 １／４｛（Ｓ１−Ｓ５）−（Ｓ２−Ｓ６）＋（Ｓ３−Ｓ７）−（Ｓ４−Ｓ８）｝ ……（数１） のような演算を行ない、ＧＣＲ信号の伝送シーケンスを
デコードしたり、微分と呼ばれるデコードされた波形を
１サンプリングクロックずらして引き算処理（１クロッ
ク差分）して、基準となるｓｉｎＸ／Ｘパルスの形状の
波形を得、受信機側に準備されたゴーストの無い状態の
ｓｉｎＸ／Ｘパルスとの差を演算することで、ゴースト
による誤差信号を求める必要がある。

【００１２】また、必要に応じては、前記ＧＣＲ信号や
ｓｉｎＸ／Ｘパルスあるいは誤差信号をノイズ除去す
る。

【００１３】前記制御回路では、伝送路の歪みを抑圧す
るために、上記の演算処理から得られた誤差信号をもと
に歪み除去フィルタのタップ係数を算出し、更新する。
この動作は繰り返して何回も行なわれ、その結果伝送路
の歪みが除去される。

【００１４】この際、タップ係数の更新前後では前記フ
ィルタの特性が異なるため、ＧＣＲ信号に重畳している
歪みの相関性がなくなる。このため、タップ係数更新前
後の信号を用いて前記演算処理を行なうと、歪み情報の
検出を誤ることになる。このため、タップ係数更新の度
に前記デコード演算をするために、８フィールドの待ち
時間やノイズ除去のための時間などを要することにな
り、全体の除去時間が長くなるという問題があった。

【００１５】本発明の目的は、上記従来技術における問
題点である伝送路歪みの除去時間を安定に短縮可能なゴ
ースト除去装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的は、伝送された
テレビジョン信号に多重されたＧＣＲ信号の４フィール
ド間差を求める４フィールド差分回路と、４フィールド
差分回路から出力される信号の極性と、その信号がＧＣ
Ｒ信号であることを判別するＧＣＲ判別回路と、４フィ
ールド差分回路から出力されるＧＣＲ信号の極性をそろ
えるＧＣＲ極性正規化回路と、ＧＣＲ極性正規化回路の
出力、もしくはその出力にノイズ除去処理や１クロック
差分処理などを行った信号を一方の入力とし、４フィー
ルド差分回路に入力するテレビジョン信号を他方の入力
とするスイッチ回路とを少なくとも具備する基準信号前
処理手段と、伝送歪みを抑圧するための歪み除去フィル
タを基準信号前処理手段の後段に配置し、歪み除去フィ
ルタの出力から得られる前処理基準信号を取り込む演算
器とを設け、演算器により歪み除去フィルタの特性を制
御することにより達成できる。

【００１７】

【作用】基準信号前処理手段には、受信したテレビジョ
ン信号が入力し、これを構成する４フィールド差分回路
の入力、およびスイッチ回路の一方の入力に与えられ
る。

【００１８】４フィールド差分回路はＧＣＲ信号の４フ
ィールド間差を求める。この４フィールド差分回路の出
力には、図１８からも明かのように毎フィールド、同期
信号、カラーバート、前ラインの信号からの妨害が排除
されたＧＣＲ信号が得られる。

【００１９】ＧＣＲ判別回路は、４フィールド差分回路
から得られるＧＣＲ信号の極性を判別し、判別結果をＧ
ＣＲ極性制御信号としてＧＣＲ極性正規化回路へ出力す
る。また、このＧＣＲ判別回路では、４フィールド差分
した信号がＧＣＲ信号であることも同時に判別し、その
判別結果はＧＣＲ検出信号として演算器に出力する。

【００２０】ＧＣＲ極性正規化回路は、４フィールド差
分回路の出力が入力され、ＧＣＲ極性制御信号によって
減算の結果負極性となったＧＣＲ信号を正極性にする。

【００２１】極性が揃ったＧＣＲ信号は、必要に応じて
１クロック差分処理やノイズ除去処理が行われ、前処理
基準信号としてスイッチ回路の一方の入力に出力され
る。

【００２２】スイッチ回路は、この前処理基準信号を元
のテレビジョン信号に多重する。この前処理基準信号の
多重されたテレビジョン信号は、基準信号前処理手段の
出力として出力され、歪み除去フィルタを介して演算器
へと導かれる。

【００２３】演算器では、歪み除去フィルタを介して得
られるテレビジョン信号中の前処理基準信号を取り込
み、演算器に準備されたゴーストの無い状態のｓｉｎＸ
／Ｘパルスとの差を演算することで、ゴーストによる誤
差信号を求め、誤差信号をもとに歪み除去フィルタのタ
ップ係数を算出し、更新する。この動作は繰り返して何
回も行なわれ、その結果伝送路の歪みが除去できる。

【００２４】歪み除去フィルタの前段ではＧＣＲ信号に
重畳された歪み成分は変化することがないので、ここに
配置された４フィールド差分処理や１クロック差分処理
あるいはノイズ除去などを行う基準信号前処理手段で
は、常時数フィールド前までの信号を用いて処理した結
果を毎フィールド、演算器に供給できる。

【００２５】従って、演算器ではこれらの処理を行う必
要がなく毎回そのまま利用可能であることから、最大１
フィールドの繰返し処理が可能になり全体の除去時間の
短縮を実現できる。

【００２６】また、演算器では、ＧＣＲ検出信号から基
準信号前処理手段でテレビジョン信号に多重した信号が
ＧＣＲ信号かどうかが判別でき、ＧＣＲ信号が多重伝送
されていない信号を弁別できるので、以上の処理を誤る
ことがない。

【００２７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。本発明の一実施例を図１に示す。図１において、１
は基準信号前処理回路、２は歪み除去フィルタ、３は演
算器、４はタイミング信号発生器、５はアナログ−ディ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と記す）、６はディ
ジタル−アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器と記す）
である。

【００２８】また、１０１から１１７は基準信号前処理
回路１の構成要素の一例であり、１０１はテレビジョン
信号の入力端子、１０２は４フィールド遅延回路、１０
３は減算器、１０４はＧＣＲ極性正規化回路、１０５は
ＧＣＲ判別回路、１０６はスイッチ回路、１０７はテレ
ビジョン信号の出力端子、１０８はタイミング信号Ｔ１
の入力端子、１０９はＧＣＲ検出信号の出力端子、１１
０は１クロック差分回路、１１１は１クロック差分回路
１１０を構成する減算器、１１２は１クロック差分回路
１１０を構成するレジスタ、１１３はノイズ除去回路、
１１４、１１６はノイズ除去回路１１３を構成する減算
器、１１５はノイズ除去回路１１３を構成する１フィー
ルド遅延回路、１１７はノイズ除去回路１１３を構成す
る乗算器である。

【００２９】２０１から２１１は歪み除去フィルタ２の
構成要素の一例であり、２０１はテレビジョン信号の入
力端子、２０２は遅延回路、２０３、２０４は加算器、
２０５はテレビジョン信号の出力端子、２０６、２０８
はスイッチ回路、２０７、２０９はトランスバーサルフ
ィルタ、２１０はタイミング信号Ｔ２の入力端子、２１
１はタップ係数データの入力端子である。

【００３０】Ａ／Ｄ変換器５は、受信したベースバンド
のテレビジョン信号をディジタル信号に変換し、基準信
号前処理回路１の入力端子１０１に与えられる。

【００３１】また、このＡ／Ｄ変換器５に入力するテレ
ビジョン信号は、タイミング信号発生器４の入力にも導
かれる。ここでは、同期信号やカラーバーストを分離、
抽出し、これらの信号に同期したタイミング信号Ｔ１、
Ｔ２、Ｔ３や、本ゴースト除去装置を駆動するためのシ
ステムクロックなどを再生する。

【００３２】このタイミング信号Ｔ１は、１Ｈ（Ｈは水
平走査期間を示す）の幅でＧＣＲ信号の多重されている
ラインを示すものである。また、タイミング信号Ｔ２は
基準信号前処理回路１で処理した前処理基準信号を多重
するラインから前にｎＨの幅（ｎは整数）をもって、そ
のタイミングを示し、タイミング信号Ｔ３はこの前処理
基準信号を演算器に取り込むタイミングを示すものであ
る。

【００３３】基準信号前処理回路１の入力端子１０１か
ら導かれるテレビジョン信号は、４フィールド遅延回路
１０２の入力、減算器１０３の一方の入力、スイッチ回
路１０６の一方の入力に与えられる。４フィールド遅延
回路１０２は入力するテレビジョン信号を４フィールド
遅延し、減算器１０３の他方の入力に出力する。よっ
て、減算器１０３の出力には４フィールド間の差分信号
が得られ、伝送されたＧＣＲ信号については、毎フィー
ルド、同期信号などの妨害が排除されたバー波形（この
信号が伝送歪み検出の基準となる）の部分が取り出され
る。

【００３４】この減算器１０３の出力は、ＧＣＲ極性正
規化回路１０４の入力、ＧＣＲ判別回路１０５の入力に
与えられる。

【００３５】ＧＣＲ判別回路１０５は、入力端子１０８
から入力するタイミング信号Ｔ１で４フィールド差分処
理されたＧＣＲ信号を対象として動作し、減算結果得ら
れたＧＣＲ信号の極性の判別と、処理対象のラインにＧ
ＣＲ信号が正規の状態にあるかどうかの判別を行う。

【００３６】これらの判別は、例えば４フィールド差分
したＧＣＲ信号の極性の変化は、ＧＣＲ信号の伝送シー
ケンス（８フィールドシーケンス）と同様な繰返しとな
るので、この信号の極性の繰返しパターンと伝送シーケ
ンスとの比較を行うことにより可能である。この比較
は、処理対象のラインの符号の発生頻度を累積する符号
積分手段でそのラインの極性を決定し、符号積分の結果
得られた符号情報をレジスタに数フィールド分蓄積し、
蓄積した符号パターンの組み合せをデコードすることで
可能である。

【００３７】このＧＣＲ判別回路１０５から出力される
ＧＣＲ極性制御信号は、極性判別の結果をＧＣＲ極性正
規化回路１０４に、また、ＧＣＲ検出信号は、ＧＣＲ信
号の判別結果を出力端子１０９を介して演算器３に与え
る。

【００３８】ＧＣＲ極性正規化回路１０４は、ＧＣＲ極
性制御信号によって４フィールド差分の結果、負極性と
なったＧＣＲ信号を正極性にする。これは、例えば排他
的論理和回路を減算器１０３から出力されるＧＣＲ信号
の量子化ビット数分設け、それぞれの一方の入力にはこ
のＧＣＲ信号の各ビットを、他方の入力にはＧＣＲ極性
制御信号（この場合、０レベルが正極性を、１レベルが
負極性を示す）を与えることで可能である。

【００３９】よって、ＧＣＲ極性正規化回路１０４の出
力には、極性の揃ったＧＣＲ信号が得られ、この信号は
１クロック差分回路１１０に与えられる。

【００４０】１クロック差分回路１１０に入力するＧＣ
Ｒ信号は、減算器１１１の一方の入力と、レジスタ１１
２の入力に与えられる。レジスタ１１２は、システムク
ロックにて駆動され、入力を１サンプルクロック遅延し
て減算器１１１の他方の入力に出力する。よって、ＧＣ
Ｒ信号を１クロック差分して得られるｓｉｎＸ／Ｘパル
スが減算器１１１の出力に得られ、これはノイズ除去回
路１１３に与えられる。

【００４１】ノイズ除去回路は、減算器１１４、１１
６、、乗算器１１７、１フィールド遅延回路１１５から
構成される巡回形のディジタルフィルタであり、１クロ
ック差分回路１１０の出力は減算器１１４、１１６それ
ぞれの一方の入力に導かれる。

【００４２】減算器８０４の出力は、スイッチ回路１０
６の他方の入力と、１フィールド遅延回路１１５の入力
に与えられる。１フィールド遅延回路１１５は、入力す
る信号を１フィールド遅延して、減算器１１６の他方の
入力に与える。減算器１１６の出力は、乗算器１１７で
係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）が乗じられ、減算器１１４の他方
の入力へ与えられる。

【００４３】よって、減算器１１６の出力には、１フィ
ールド遅延した信号との差が得られることになる。１ク
ロック差分回路１１０からは、毎フィールドｓｉｎＸ／
Ｘパルスが供給されるので、１フィールド間差はゼロで
あり、減算器１１６の出力に得られるのは相関のないノ
イズとなる。このノイズ信号は乗算器１１７で係数Ｋが
乗じられ、減算器１１４で元の信号から差し引かれるの
でその出力にはノイズの除去された信号が得られる。

【００４４】このノイズ除去回路１１３の伝達関数Ｇ
（Ｚ）、Ｓ／ＮＨ比の改善度と時定数Ｔは、

【００４５】

【数２】

【００４６】

【数３】 改善度 ＝１０・ｌｏｇ（１＋Ｋ）／（１−Ｋ） （ｄＢ） … （数３）

【００４７】

【数４】 Ｔ ＝−１／（ｌｎ（Ｋ））・１／ｆｖ （ｓｅｃ）… （数４） から求めることができる。

【００４８】よって、減算器１１４の出力には、信号が
入力した時点から時定数Ｔの後、上記（数２）式から求
められる改善効果を有したｓｉｎＸ／Ｘパルスを毎フィ
ールド得ることができる。

【００４９】この減算器１１４の出力は、スイッチ回路
１０６の他方の入力に与えられ、その制御入力には、タ
イミング信号Ｔ１が与えられる。よって、スイッチ回路
１０６は、タイミング信号Ｔ１により、以上の処理から
得られたｓｉｎＸ／Ｘパルスを前処理基準信号として元
のテレビジョン信号に多重し、出力端子１０７に出力す
る。

【００５０】この出力端子１０７から導き出される信号
は、歪み除去フィルタ２の入力端子２０１に導かれ、遅
延回路２０２の入力、スイッチ回路２０６の一方の入力
に与えられる。加算器２０３の一方の入力には、この遅
延回路２０２の出力が、他方の入力にはトランスバーサ
ルフィルタ２０７の出力が与えられ、その出力は加算器
２０４の一方の入力と接続される。加算器２０４の他方
の入力には、トランスバーサルフィルタ２０９の出力が
与えられ、その出力は歪み除去フィルタ２の出力端子２
０５とスイッチ回路２０８の一方の入力に与えられる。

【００５１】スイッチ回路２０６、２０８それぞれの他
方の入力には、定数Ｒが与えられ、それぞれの制御入力
には、タイミング信号発生器４から出力されるタイミン
グ信号Ｔ２が入力端子２１０を介して与えられる。そし
て、スイッチ回路２０６の出力はトランスバーサルフィ
ルタ２０７の入力に、スイッチ回路２０８の出力はトラ
ンスバーサルフィルタ２０９の入力に与えられる。ま
た、トランスバーサルフィルタ２０７、２０９には、演
算器３から出力されるタップ係数データが入力端子２１
１を介して与えられる。

【００５２】よって、トランスバーサルフィルタ２０
７、２０９は、入力するテレビジョン信号と演算器３か
ら与えられるタップ係数により伝送路の歪みと逆極性の
歪みを作成し、加算器２０３、２０４で元のテレビジョ
ン信号に加えることで歪みを除去する。

【００５３】ところで、伝送路の歪みによって生じるゴ
ーストの遅延時間は、およそ−２μｓから４０μｓ程度
にまで及ぶことが知られている。したがって、このトラ
ンスバーサルフィルタ２０７、２０９は、通常この範囲
の歪みを打ち消すために必要なタップを持っており、ト
ランスバーサルフィルタのタップには、現信号に対し常
に４０μｓ前までの信号が存在することになる。

【００５４】テレビジョン信号に挿入した前処理基準信
号は、同期信号や前ラインなどから混入する歪みが排除
されているので、そのまま以上の処理を行うと同期信号
や前ラインなどの信号で作成された歪み除去信号が前処
理基準信号に加算され、逆に歪みを与える結果となる。

【００５５】そこで、トランスバーサルフィルタ２０
７、２０９に入力については、スイッチ回路２０６、２
０８と、タイミング信号Ｔ２により、前処理基準信号を
挿入するラインより前に位置するｎＨ期間の同期信号や
映像信号などを定数Ｒに置き換える処理を行う。これに
より、前ラインの信号などからの影響なく前処理基準信
号の歪みを除去する除去信号をトランスバーサルフィル
タ２０７、２０９から得ることができる。

【００５６】演算器３には、ＧＣＲ検出信号が与えられ
ており、この信号がＧＣＲ信号を検出した論理レベルに
ある場合には、歪み除去フィルタ２の出力から前処理基
準信号を取込み、タップ係数更新の処理を実行する。ま
た、ＧＣＲ信号が検出されない論理レベルにある場合に
は、その時点からＧＣＲ信号が検出されるまでの期間、
処理を中断する。

【００５７】本実施例の前処理基準信号は、基準信号前
処理回路１で伝送シーケンスの処理や差分演算処理など
の処理がされている。よって、演算器３は、この前処理
基準信号をそのまま利用して、内部に準備された基準信
号との誤差を得、歪み除去フィルタ２の補正特性を定め
るタップ係数を求め、そのタップ係数データを歪み除去
フィルタ２に転送する。この結果、次に取り込まれる差
分信号に含まれる歪み成分は抑圧されており、残留歪み
がこの差分信号から検出され、タップ係数の修正が行な
われる。これを何回も繰り返して行なうことにより残留
歪みがさらに抑圧されてゆき、伝送路の歪みが除去され
ることになる。

【００５８】本実施例によれば、演算器１０９に既にシ
ーケンス処理やノイズ除去処理などの処理がされた前処
理基準信号を毎フィールド供給するこことが可能であ
り、タップ係数更新の度にこれらの処理時間を不用にで
きるので、歪み除去の繰り返し処理に要する時間の短縮
が可能となる。

【００５９】また、ＧＣＲ検出信号によって、基準信号
前処理回路１で処理された信号が正規のＧＣＲ信号かど
うか判別できるので、テレビジョン番組の切替などによ
って８フィールドシーケンスの順序がずれた場合や、Ｇ
ＣＲ信号の多重されていない信号を受信した場合などに
おいても、演算器３がＧＣＲ信号以外の信号を取り込ん
で処理することがないので、以上の処理を安定に実行す
ることが可能である。

【００６０】本実施例の基準信号前処理回路１では、１
クロック差分処理、ノイズ除去処理を含む構成の一例を
説明したが、これらの処理がなくとも、４フィールド差
分処理、ＧＣＲ判別処理によって、ＧＣＲ信号の検出
と、毎フィールド極性のそろったＧＣＲ信号を演算器３
に供給することは可能であり、この場合には８フィール
ドシーケンス処理に要する時間の削減と、ＧＣＲ信号以
外の信号に対する誤動作防止ができる。

【００６１】また、本実施例の基準信号前処理回路１
は、ＧＣＲ信号の多重されたラインのみを対象とした処
理であっても問題はないので、４フィールド遅延回路１
０２や１フィールド遅延回路１１５は、時分割動作を行
うことによりＧＣＲ信号のラインのみを格納できるだけ
のメモリ容量で遅延回路を構成することも可能である。

【００６２】さらに、基準信号前処理回路１の処理対象
をＧＣＲ信号の多重ラインとした場合には、次のＧＣＲ
信号を処理するまでには１フィールドの空き時間がある
ので、４フィールド差分、ＧＣＲ判別などの処理をソフ
トウェアで実現することも可能である。

【００６３】次に、図１におけるＧＣＲ判別回路１０５
の一具体例を図２、図３を用いて説明する。図２はＧＣ
Ｒ判別回路１０５の一具体例を示すブロック図である。
図２において、２００１は前記タイミング信号発生器４
から出力されるタイミング信号Ｔ１の入力端子、２００
２は前記減算器１０３の出力が入力する入力端子、２０
０３はＧＣＲ極性判定回路、２００５、２００６、２０
０７、２００８はＤ−フリップフロップ回路、２００９
はＧＣＲ極性予測回路、２０１０はＧＣＲ極性制御信号
の出力端子、２０１１はＧＣＲ検出信号の出力端子であ
る。

【００６４】また、図３は図２の動作の一例を示す波形
図であり、（ａ）はタイミング信号Ｔ１、（ｂ）は前記
減算器１０３の出力信号、（ｃ）はＧＣＲ極性判定回路
２００３の出力信号、（ｄ）はＤ−フリップフロップ回
路２００５の出力信号、（ｅ）はＤ−フリップフロップ
回路２００６の出力信号、（ｆ）はＤ−フリップフロッ
プ回路２００７の出力信号、（ｇ）はＤ−フリップフロ
ップ回路２００８の出力信号、（ｈ）はＧＣＲ極性予測
回路２００９から出力されるＧＣＲ極性制御信号、
（ｉ）は前記ＧＣＲ極性正規化回路１０４の出力信号で
ある。

【００６５】ＧＣＲ極性判定回路２００３には、入力端
子２００１から入力するタイミング信号Ｔ１と、、入力
端子２００２より入力する図３（ｂ）に示すような前記
減算器１０３で４フィールド差分されたＧＣＲ信号を含
む４フィールド差分信号とが与えられる。

【００６６】ＧＣＲ極性判定回路２００３は、例えば図
３（ａ）に示すタイミング信号Ｔ１のｈｉｇｈレベル期
間で、４フィールド差分信号の極性を判定し、例えば図
３（ｃ）のように極性が正と判定した場合はｈｉｇｈレ
ベル、極性が負と判定した場合はｌｏｗレベルとなるＧ
ＣＲ極性判定信号をＤ−フリップフロップ回路２００５
に出力する。Ｄ−フリップフロップ回路２００５、２０
０６、２００７、２００８は、図３（ａ）に示すタイミ
ング信号Ｔ１の立下りエッジのタイミングで、このＧＣ
Ｒ極性信号を保持し、図３（ｄ）から（ｇ）に示すよう
に次段のフリップフロップに１フィールドごとに転送
し、４フィールド前までのＧＣＲ極性信号を記憶する。

【００６７】ＧＣＲ極性予測回路２００９は、Ｄ−フリ
ップフロップ回路２００５、２００６、２００７、２０
０８の出力信号に得られる過去４フィールド分のＧＣＲ
極性判定信号から次に到来する４フィールド差分信号の
極性を予測して、例えば図３（ｈ）のように予測される
極性が正の場合にはｌｏｗレベル、予測される極性が負
の場合はｈｉｇｈレベルとなるＧＣＲ極性制御信号を出
力端子２０１０へ出力する。

【００６８】また、ＧＣＲ極性予測回路２００９は、予
測した４フィールド差分信号の極性と、実際に到来した
４フィールド差分信号の極性とを比較してＧＣＲ信号の
検出を行い、例えば極性が不一致の場合にはｈｉｇｈレ
ベル、極性が一致の場合にはｌｏｗレベルとなるＧＣＲ
検出信号を出力端子２０１１に出力する。

【００６９】ここで、４フィールド差分したＧＣＲ信号
の極性の予測について説明する。図１８に示したように
ＧＣＲ信号は８フィールドで一巡するシーケンス信号で
あるので、図３（ｂ）に示すように４フィールド差分し
たＧＣＲ信号の極性の変化も同様な８フィールドで一巡
するパターンとなる。したがって、現在のフィールドが
８フィールドの中の第何番目のフィールドに当たるのか
が分かれば、次に到来する４フィールド差分処理したＧ
ＣＲ信号の極性は予測できる。この現フィールドの極性
の判定は、過去４フィールドの差分処理したＧＣＲ信号
の極性の履歴から可能である。

【００７０】

【表１】

【００７１】表１に、各フィールドの差分処理されたＧ
ＣＲ信号の極性と、過去４フィールドの差分処理された
ＧＣＲ信号の極性の履歴との関係の一例を示す。表１に
おいて、＋はＧＣＲ信号の極性が正であることを示し、
−はＧＣＲ信号の極性が負であることを示している。表
１より、全てのフィールドの中で過去４フィールドのＧ
ＣＲ信号の極性の履歴が同一となるフィールドが無いこ
とが分かる。したがって、最低でも過去４フィールド分
のＧＣＲ信号の極性の履歴があれば、次に到来するＧＣ
Ｒ信号の極性は予測できる。また、予測したＧＣＲ信号
の極性と実際に到来したＧＣＲ信号の極性が不一致とな
るのは、入力端子２００２より入力された４フィールド
差分信号に含まれるＧＣＲ信号が８フィールドシーケン
スパターンとなっていない状態である。ＧＣＲ信号が８
フィールドシーケンスパターンとならないのは、テレビ
ジョン番組やシーンの切替によってＧＣＲ信号の８フィ
ールドシーケンスの順序がずれた場合や、タイミング信
号Ｔ１のタイミングずれなどによってＧＣＲ極性判定回
路２００３が正しくＧＣＲ信号の極性判定を行なうこと
ができない場合などである。どちらの場合もＧＣＲ信号
は正規の状態ではないので、前フィールドで予測したＧ
ＣＲ信号の極性と現フィールドのＧＣＲ信号の極性の不
一致を検出すればＧＣＲ検出信号を生成することができ
る。

【００７２】本具体例のＧＣＲ判別回路１０５によれ
は、４フィールド差分信号の極性の履歴からＧＣＲ信号
の伝送シーケンスとの比較を行うことにより、４フィー
ルド差分したＧＣＲ信号の極性の予測と、基準信号前処
理の処理対象ラインに正規のＧＣＲ信号が多重されてい
るかどうかの検出が行えるので、前記ＧＣＲ極性正規化
回路１０４における４フィールド差分したＧＣＲ信号の
極性をそろえる処理と、前記演算器３の誤動作防止に必
要な制御信号が発生できる。

【００７３】次に先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０５
を構成するＧＣＲ極性予測回路２００９の一具体例を図
４を用いて説明する。

【００７４】図４において、４００１はタイミング信号
Ｔ１の入力端子、４００２は前記Ｄ−フリップフロップ
回路２００５の出力信号の入力端子、４００３は前記Ｄ
−フリップフロップ回路２００６の出力信号の入力端
子、４００４は前記Ｄ−フリップフロップ回路２００７
の出力信号の入力端子、４００５は前記Ｄ−フリップフ
ロップ回路２００８の出力信号の入力端子、４００６は
第２フィールドデコーダ、４００７は第４フィールドデ
コーダ、４００８は第５フィールドデコーダ、４００９
は第７フィールドデコーダ、４０１０は４入力ＯＲ回
路、４０１１はＤ−フリップフロップ回路、４０１２は
ＥＸＯＲ回路、４０１３はＧＣＲ検出信号の出力端子、
４０１４はＧＣＲ極性制御信号の出力端子である。

【００７５】先の具体例によれば、ＧＣＲ極性制御信号
は、次に到来する４フィールド差分したＧＣＲ信号の極
性が負の場合にｈｉｇｈレベルとなる。これは、前述し
た図３における第２フィールドおよび第４フィールドお
よび第５フィールドおよび第７フィールドでｈｉｇｈを
デコードする回路で実現できる。例えば、第２フィール
ドデコーダ４００６は、１フィールド前のＧＣＲ極性判
定信号がｈｉｇｈレベル、２フィールド前ＧＣＲ極性判
定信号がｈｉｇｈレベル、３フィールド前のＧＣＲ極性
判定信号がｌｏｗレベル、４フィールド前のＧＣＲ極性
判定信号がｈｉｇｈレベルとなる期間をデコードすれ
ば、第２フィールドを指示する信号が得られる。このデ
コード結果は、第２フィールドの期間をｈｉｇｈレベル
で指示する信号で４入力ＯＲ回路４０１０に出力され
る。同様にして第４フィールドデコーダ４００７、第５
フィールドデコーダ４００８、第７フィールドデコーダ
４００９はそれぞれ第４フィールド、第５フィールド、
第７フィールドをデコードしてｈｉｇｈレベルを４入力
ＯＲ回路４０１０に出力する。よって、４入力ＯＲ回路
４０１０は、第２フィールド、第４フィールド、第５フ
ィールドおよび第７フィールドでｈｉｇｈレベルとなる
ＧＣＲ極性制御信号を得ることができる。このＣＧＲ極
性制御信号は、出力端子４０１４へ出力され、前記ＧＣ
Ｒ判別回路１０５の出力端子２０１０へ導かれる。

【００７６】Ｄ−フリップフロップ回路４０１１は、タ
イミング信号Ｔ１の立ち下がりエッジのタイミングで、
４入力ＯＲ回路４０１０から出力されるＧＣＲ極性制御
信号を取り込み、反転してＥＸＯＲ回路４０１２に出力
する。ＥＸＯＲ回路４０１２は、入力端子４００２より
入力される前記Ｄ−フリップフロップ回路２００５の出
力とＤ−フリップフロップ回路４０１１の出力との一
致、不一致を判定し、判定結果をＧＣＲ検出信号として
出力端子４０１３に出力する。

【００７７】Ｄ−フリップフロップ回路４０１１の出力
は、入力を反転して出力するので、前フィールドに予測
した４フィールド差分信号の極性が正ならばｈｉｇｈレ
ベルを、負ならばｌｏｗレベルとなり、前記Ｄ−フリッ
プフロップ回路２００５のから得られるＧＣＲ極性判定
信号が示す極性との論理レベルは一致する。

【００７８】また、このフリップフロップ回路４０１１
と２００５とから得られる信号は、４フィールド差分し
たＧＣＲ信号の極性の予測結果と、予測対象となるＧＣ
Ｒ信号の実際の極性を判定した結果と言った関係にあ
る。したがって、ＥＸＯＲ回路４０１２の出力は、両者
の符号が異なる期間、すなわち予測した極性と実際の極
性が異なる期間ｈｉｇｈレベルとなり、ＧＣＲ信号が正
規の状態にない期間が検出できる。

【００７９】本具体例のＧＣＲ極性予測回路２００９に
よれば、過去４フィールドの履歴から４フィールド差分
したＧＣＲ信号が負極性となるフィールドが予測ができ
るので、４フィールド差分したＧＣＲ信号の極性をそろ
えるための制御信号の発生が可能になる。また、予測結
果と実際の極性判定結果とを比較できるので、ＧＣＲ信
号が正規の状態にあるかどうかの検出も行える。

【００８０】なお、各フィールドのデコーダ４００６、
４００７、４００８および４００９は４入力論理積回路
などの組み合せ論理回路で容易に構成できるものであ
る。

【００８１】次に、先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０
５を構成するＧＣＲ極性予測回路２００９の他の一具体
例を図５を用いて説明する。

【００８２】図５において、５００１は第一フィールド
デコーダ、５００２は第３フィールドデコーダ、５００
３は第６フィールドデコーダ、５００４は第８フィール
ドデコーダ、５００５は４入力ＯＲ回路、５００６はＤ
−フリップフロップ、５００７はＡＮＤ回路、５００８
および５００９はＮＯＲ回路であり、その他は先の具体
例と同様である。

【００８３】本具体例では、ＧＣＲ信号の極性が正とな
る第１、第３、第６、第８の各フィールドのデコーダを
新たに設けて、８フィールドシーケンスのすべてのフィ
ールドをデコードするようにしている。これら８つのデ
コーダのいずれもがｈｉｇｈレベルとならない場合を判
定し、前記減算器１０３から前記ＧＣＲ極性判定回路２
００３に入力される４フィールド差分信号に含まれるＧ
ＣＲ信号が、正規の状態にないことを検出するものであ
る。

【００８４】先の具体例と同様にして、４入力ＯＲ回路
５００５は、次に到来するＧＣＲ信号の極性が正と予測
する場合にｈｉｇｈレベルをＤ−フリップフロップ５０
０６に出力する。Ｄ−フリップフロップ５００６は、４
入力ＯＲ回路５００５の出力信号を１フィールド遅延さ
せてＡＮＤ回路５００７へ出力する。ＡＮＤ回路５００
７は、４フィールド差分したＧＣＲ信号の極性の予測結
果と、予測対象となるＧＣＲ信号の実際の極性を判定し
た結果とが、いずれも正の場合にｈｉｇｈレベルをＮＯ
Ｒ回路５００９へ出力する。同様にＮＯＲ回路５００８
は、両者の極性がどちらも負の場合に、ｈｉｇｈレベル
をＮＯＲ回路５００９に出力する。ＮＯＲ回路５００９
はＮＯＲ回路５００８とＡＮＤ回路５００７の出力がど
ちらもｌｏｗレベルの場合、すなわち両者の極性が一致
しない場合にｈｉｇｈレベルを出力端子４０１３へ、Ｇ
ＣＲ検出信号として出力する。

【００８５】本具体例のＧＣＲ極性予測回路２００９に
よれば、４フィールド差分信号の極性予測を正の場合と
負の場合でそれぞれ独立して行い、実際に到来した４フ
ィールド差分信号の極性と比較して極性の不一致を検出
するので、ＧＣＲ信号が正規の状態にあるかどうかの検
出に対して精度の向上が図れる。

【００８６】次に、先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０
５を構成するＧＣＲ極性予測回路２００９のさらに他の
一具体例を図６を用いて説明する。

【００８７】図６において、６００１、６００２、６０
０３、６００４は反転回路、６００５、６００６、６０
０７、６００８は３入力ＡＮＤ回路、６００９、６０１
０はＯＲ回路であり、その他は先の具体例と同様であ
る。

【００８８】本具体例は、先の具体例における前記第２
フィールドデコーダ４００６、前記第４フィールドデコ
ーダ４００７、前記第５フィールドデコーダ４００８、
前記第７フィールドデコーダ４００９、および前記４入
力ＯＲ回路４０１０を、反転回路６００１、６００２
と、３入力ＡＮＤ回路６００５、６００６と、ＯＲ回路
６００９に置き換え、前記第１フィールドデコーダ５０
０１、前記第３フィールドデコーダ５００２、前記第６
フィールドデコーダ５００３、前記第８フィールドデコ
ーダ５００４、前記４入力ＯＲ回路５００５を、反転回
路６００３、６００４と、３入力ＡＮＤ回路６００７、
６００８と、ＯＲ回路６０１０に置き換えたものであ
る。

【００８９】前記４入力ＯＲ回路４０１０の出力信号を
論理式で表し、これを簡略化すると、以下のようにな
る。ただし、入力端子４００２から入力する１フィール
ド遅延ＧＣＲ極性判定信号をＡ、入力端子４００３から
入力する２フィールド遅延ＧＣＲ極性判定信号をＢ、入
力端子４００４から入力する３フィールド遅延ＧＣＲ極
性判定信号をＣ、入力端子４００５から入力する４フィ
ールド遅延ＧＣＲ極性判定信号をＤとする。

【００９０】

【数５】

【００９１】よって、（数５）式を実現する回路は、反
転回路６００１、６００２と、３入力ＡＮＤ回路６００
５、６００６と、ＯＲ回路６００９となり、置き換えが
可能となる。

【００９２】同様に、前記４入力ＯＲ回路８０５の出力
信号を論理式で表すと、

【００９３】

【数６】

【００９４】となり、（数６）式は、反転回路６００
３、６００４と、３入力ＡＮＤ回路６００７、６００８
と、ＯＲ回路６０１０で実現できる。

【００９５】本具体例のＧＣＲ極性予測回路２００９に
よれば、先の具体例と同様に、４フィールド差分したＧ
ＣＲ信号の極性をそろえるための制御信号の発生と、４
フィールド差分信号の極性予測を正の場合と負の場合で
それぞれ独立して行い、実際に到来した４フィールド差
分信号の極性との比較によるＧＣＲ信号の検出とを、よ
り簡易な構成で実現できる。

【００９６】次に、先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０
５を構成するＧＣＲ極性予測回路２０９のさらに他の一
具体例を図７を用いて説明する。図７において、先の具
体例と同一符号は同一機能を示す。

【００９７】本具体例は、先の具体例と同様にして、前
記第２フィールドデコーダ４００６、前記第４フィール
ドデコーダ４００７、前記第５フィールドデコーダ４０
０８、前記第７フィールドデコーダ４００９、および前
記４入力ＯＲ回路４０１０を、反転回路６００１、６０
０２、３入力ＡＮＤ回路６００５、６００６、およびＯ
Ｒ回路６００９に置き換えたものである。

【００９８】本具体例のＧＣＲ極性予測回路２００９に
よれば、先の具体例と同様に、過去４フィールドの履歴
から４フィールド差分したＧＣＲ信号が負極性となるフ
ィールドの予測と、予測結果と実際の極性判定結果との
比較を、より簡単な構成で実現でき、４フィールド差分
したＧＣＲ信号の極性をそろえるための制御信号の発生
と、ＧＣＲ信号が正規の状態にあるかどうかの検出が行
える。

【００９９】次に、先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０
５を構成するＧＣＲ極性予測回路２００９のさらに他の
一具体例を図８を用いて説明する。図８において、８０
０１は８フィールド順序判定回路であり、その他は先の
具体例と同様である。

【０１００】ＧＣＲ信号が正しく到来していれば、第１
から第８までの各フィールドデコーダ５００１、４００
６、５００２、４００７、４００８、５００３、４００
９、５００４の出力信号は１フィールドごとに順にｈｉ
ｇｈレベルとなるので、各フィールドデコーダの出力信
号がｈｉｇｈとなる順序がずれたり、すべてのフィール
ドデコーダの出力がｌｏｗの場合には、ＧＣＲ信号が正
規の状態にないことがわかる。

【０１０１】８フィールド順序判定回路８００１は、Ｇ
ＣＲ信号の８フィールドシーケンスの各フィールドの判
別をおこなうフィールドデコーダの出力が、第１フィー
ルドデコーダ５００１から順番に正しくデコードされて
いるかどうかの判定を行うものであり、例えば第１から
第８までの各フィールドデコーダ５００１、４００６、
５００２、４００７、４００８、５００３、４００９、
５００４の出力を入力とし、この８つの入力の１つを選
択出力するマルチプレクサと、タイミング信号Ｔ１をク
ロックとし、第１フィールドデコーダ５００１の出力で
初期化される０から７までを計数出力する３ビットのリ
ングカウンタで構成し、このリングカウンタの出力で前
記マルチプレクサを制御することで実現できる。この場
合には、前記マルチプレクサは、第１フィールドデコー
ダ５００１の出力の次には、第２のフィールドデコーダ
４００６の出力と言うように順番に各フィールドデコー
ダの出力を選択して出力するので、ＧＣＲ信号が正規の
状態にあれば前記マルチプレクサの出力は、ｈｉｇｈレ
ベルに固定されるので、この信号をＧＣＲ検出信号とし
て利用できる。また、先の具体例と論理レベルをそろえ
るには、前記マルチプレクサの出力の否定論理を求めた
後にその出力を、出力端子４０１３に与えるようにすれ
ばよい。

【０１０２】本具体例によれば、例えばＧＣＲ信号の伝
送シーケンスの第１フィールドを検出した後、第３フィ
ールドが検出されるような場合もＧＣＲ信号が正規の状
態にないと判別できるので、さらにＧＣＲ検出の精度を
向上できる。

【０１０３】次に、先の一具体例のＧＣＲ判別回路１０
５を構成するＧＣＲ極性予測回路２００９のさらに他の
一具体例を図９、図１０を用いて説明する。

【０１０４】図９は、本具体例を示すブロック図であ
り、９００１はカウンタ、９００２、９００４はＥＸＯ
Ｒ回路、９００３はＤ−フリップフロップ回路であり、
その他は先の具体例と同様である。

【０１０５】また、図１０は本具体例の動作の一例を示
す波形図であり、（ａ）はタイミング信号Ｔ１、（ｂ）
は前記減算器１０３の出力に得られる４フィールド差分
したＧＣＲ信号、（ｃ）は第８フィールドデコーダ５０
０４の出力、（ｄ）はカウンタ９００１のＱ０端子の出
力、（ｅ）はカウンタ９００１のＱ１端子の出力、
（ｆ）はカウンタ９００１のＱ２端子の出力、（ｇ）は
ＥＸＯＲ回路９００２の出力である。

【０１０６】４フィールド差分したＧＣＲ信号の極性の
繰返しパターンは、図１０（ｂ）に示すように、前半４
フィールドの繰返しパターンは＋−＋−であり、後半４
フィールドの繰返しパターンは−＋−＋となり、前半４
フィールドに対し後半４フィールドはその否定形のパタ
ーンである。したがって、ＧＣＲ極性制御信号は、例え
ばタイミング信号Ｔ１を２分周したものと、８分周した
ものとの排他的論理和を求め、それぞれの分周器の初期
化のタイミングを定めるフィールドデコーダとで作成す
ることができ、本具体例はこの一例である。

【０１０７】カウンタ９００１は、入力端子４００１よ
り入力する図１０（ａ）に示すタイミング信号Ｔ１の立
下がりのタイミングで計数を行い、図１０（ｃ）に示す
前記第８フィールドデコーダ５００４の出力信号で計数
値が初期化されるので、カウンタ９００１の出力端子Ｑ
０、Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ図１０（ｄ）、（ｅ）、
（ｆ）のようになる。このＱ０出力とＱ２出力をＥＸＯ
Ｒ回路９００２に入力する。よって、このＥＸＯＲ回路
９００２の出力には、図１０（ｇ）に示すように４フィ
ールド差分したＧＣＲ信号が負極性となるフィールドで
ｈｉｇｈレベルとなるＧＣＲ極性制御信号が得られる。

【０１０８】このＧＣＲ極性制御信号は出力端子４０１
４へ出力されると共に、Ｄ−フリップフロップ回路９０
０３へ出力される。Ｄ−フリップフロップ回路９００３
は、ＧＣＲ極性制御信号を、タイミング信号Ｔ１の立下
がりのタイミングで１フィールド遅延および反転し、Ｅ
ＸＯＲ回路９００４の一方の入力へ出力する。また、Ｅ
ＸＯＲ回路９００４の他方の入力には、入力端子４００
２から入力するＧＣＲ極性判定信号が与えられる。

【０１０９】先の具体例と同様に、Ｄ−フリップフロッ
プ回路９００３の出力は、入力を反転して出力するの
で、その論理レベルは入力端子４００２から入力するＧ
ＣＲ極性判定信号が示す極性と一致する。また、このフ
リップフロップ回路９００３の出力信号と、入力端子４
００２から入力するＧＣＲ極性判定信号とは、４フィー
ルド差分したＧＣＲ信号の極性の予測結果と、実際の極
性の判定結果と言った関係にあるので、ＥＸＯＲ回路９
００４の出力は、両者の符号が異なる期間、すなわち予
測した極性と実際の極性が異なる期間ｈｉｇｈレベルと
なり、ＧＣＲ信号が正規の状態にない期間が検出でき
る。

【０１１０】よって、本具体例においても、先の具体例
と同様に、前記ＧＣＲ極性正規化回路１０４における４
フィールド差分したＧＣＲ信号の極性をそろえる処理
と、前記演算器３の誤動作防止に必要な制御信号が発生
できる。

【０１１１】次に図１におけるＧＣＲ判別回路１０５の
他の一具体例を図１１を用いて説明する。図１１におい
て、１１０１は極性一致デコーダ、１１０２は３入力Ｏ
Ｒ回路であり、その他は先の実施例と同様である。

【０１１２】入力端子２００２より入力する４フィール
ド差分信号に含まれるＧＣＲ信号が正規の状態ならば、
３フィールド以上連続して同一極性となることはない。
極性一致デコーダ１４０１は、Ｄ−フリップフロップ回
路２００５、２００６、２００７の出力を入力として過
去３フィールドのＧＣＲ信号の極性が一致する場合を検
出し、過去３フィールドの極性が一致した場合にｈｉｇ
ｈレベルとなる信号を３入力ＯＲ回路１４０２へ出力す
る。

【０１１３】ＧＣＲ極性判定回路２００３は、例えば、
入力端子２００２より入力する４フィールド差分信号に
含まれるＧＣＲ信号のレベルが、一定の正のしきい値以
上、または負のしきい値以下となる時間幅などからＧＣ
Ｒ信号の極性判定を行う。この極性の判定結果が、正の
条件も極性が負の条件を満たさない場合には、ＧＣＲ信
号が正規の状態でないと判別できるので、これを検出し
てｈｉｇｈレベルとなる信号を３入力ＯＲ回路１１０２
へ出力する。

【０１１４】また、ＧＣＲ極性予測回路２００９は、先
の具体例と同様に動作し、ＧＣＲ極性制御信号を出力端
子２０１０に、ＧＣＲ信号が正規の状態にあるかどうか
を指示する信号を３入力ＯＲ回路１１０２に出力する。

【０１１５】３入力ＯＲ回路１１０２は、これら３つの
回路の中で１つでもｈｉｇｈレベルを出力する場合に、
ＧＣＲ信号が正規の状態にないことを指示するｈｉｇｈ
レベルを出力し、その出力はＧＣＲ検出信号として出力
端子２０１１に与えられる。

【０１１６】よって、本具体例によれば、ＧＣＲ信号の
振幅値の異常や、ＧＣＲ信号のシーケンスパターンのず
れなどの検出が行えるので、さらに精度よくＧＣＲ信号
の検出を行うことが可能になる。

【０１１７】なお、ＧＣＲ極性判定回路２００３から３
入力ＯＲ回路１１０２に出力する信号がｈｉｇｈレベル
となった場合には、ＧＣＲ極性判定信号は誤りである可
能性があるので、Ｄ−フリップフロップ回路２００５、
２００６、２００７、および２００８に誤った信号が保
持されている期間以上、すなわち４フィールド以上の期
間ＧＣＲ極性判定回路２００３から３入力ＯＲ回路１１
０２に出力する信号をｈｉｇｈレベルに保持してもよ
い。同様に、極性一致デコーダ１１０１の出力信号がｈ
ｉｇｈレベルとなった場合にも、ｈｉｇｈレベルを４フ
ィールド以上保持してもよい。

【０１１８】次に図１におけるＧＣＲ判別回路１０５の
さらに他の一具体例を図１２を用いて説明する。図１２
において、１２０１、１２０２、１２０３、１２０４、
１２０５はＤ−フリップフロップ回路、１２０６はＥＸ
ＯＲ回路、１２０７は３入力ＯＲ回路、１２０８は反転
回路であり、その他は先の具体例と同様である。

【０１１９】ＧＣＲ極性判定回路２００３の出力に得ら
れるＧＣＲ極性信号は、タイミング信号Ｔ１の立下がり
のタイミングで動作するＤ−フリップフロップ回路２０
０５、２００６、２００７、２００８、１２０１、１２
０２、１２０３、および１２０４を介して８フィールド
遅延される。Ｄ−フリップフロップ回路１２０４から出
力される８フィールド遅延されたＧＣＲ極性判定信号
は、反転回路１２０８で反転されてＧＣＲ極性制御信号
の出力端子２０１０に与えられる。

【０１２０】先にも述べたように、ＧＣＲ信号は８フィ
ールドで一巡するシーケンスパターンであるから、入力
端子２００２から入力する４フィールド差分処理信号に
含まれるＧＣＲ信号の極性も８フィールドで一巡する。
したがって、４フィールド差分されたＧＣＲ信号の極性
をそろえるためのＧＣＲ極性制御信号は、ＧＣＲ極性判
定回路２００３から出力するＧＣＲ極性判定信号を８フ
ィールド遅延させて反転すれば生成できる。

【０１２１】また、Ｄ−フリップフロップ回路１２０４
から出力されるＧＣＲ極性判定信号は、Ｄ−フリップフ
ロップ回路１２０５でさらに１フィールド遅延されてＥ
ＸＯＲ回路１２０６の一方の入力へ出力される。また、
ＥＸＯＲ回路１２０６の他方の入力には、Ｄ−フリップ
フロップ回路１２０５の出力に対して８フィールド前の
ＧＣＲ極性判定信号を出力するＤ−フリップフロップ回
路２００５の出力が与えられる。４フィールド差分され
たＧＣＲ信号の極性の変化は、８フィールドの周期性が
あるので、ＧＣＲ信号が正しく送出されている場合にＥ
ＸＯＲ回路１２０６に入力する信号の論理レベルは一致
することからＧＣＲ信号の検出が行える。よって、この
ＥＸＯＲ回路１２０６の出力は、ＧＣＲ検出信号として
出力端子２０１１に導かれる。

【０１２２】本具体例によれば、ＧＣＲ極性制御信号、
ＧＣＲ検出信号を、ＧＣＲ信号の周期性を利用した回路
で生成することができる。

【０１２３】なお、本具体例のＧＣＲ検出手段と、先の
具体例のＧＣＲ検出手段とを組合せて、ＧＣＲ検出信号
とすることができることは自明であり、この場合にはＧ
ＣＲ信号の検出精度をさらに向上することが出来る。

【０１２４】次に図１におけるＧＣＲ判別回路１０５の
さらに他の一具体例を図１３を用いて説明する。図１３
において、１３０１はＤ−フリップフロップ回路、１３
０２はＥＸＯＲ回路であり、その他は先の具体例と同様
である。

【０１２５】ＧＣＲ極性判定回路２００３から出力され
るＧＣＲ極性判定信号は、Ｄ−フリップフロップ回路２
００５、２００６、２００７、２００８で４フィールド
遅延される。Ｄ−フリップフロップ回路２００８の正論
理出力は、ＧＣＲ極性制御信号の出力端子２０１０に与
えられる。

【０１２６】表１に示したように、４フィールド差分信
号に含まれるＧＣＲ信号の極性は第１フィールドと第５
フィールド、第２フィールドと第６フィールド、第３フ
ィールドと第７フィールド、第４フィールドと第８フィ
ールドでは逆になる。このことから、ＧＣＲ極性判定信
号を４フィールド遅延させたものを、ＧＣＲ極性制御信
号として利用することができる。また、Ｄ−フリップフ
ロップ回路２００８の負論理出力は、Ｄ−フリップフロ
ップ回路１３０１に与えられ、さらに１フィールド遅延
してＥＸＯＲ回路１３０２の一方の入力に与えられる。
ＥＸＯＲ回路１３０２の他方の入力には、Ｄ−フリップ
フロップ回路２００５の出力が与えられ、その出力はＧ
ＣＲ検出信号の出力端子２０１１に与えられる。先に述
べたように、４フィールド差分したＧＣＲ信号の極性は
４フィールド間で異なる関係になるので、ＧＣＲ信号が
正しく送出されている場合にＥＸＯＲ回路１３０２に入
力する信号の論理レベルは一致することからＧＣＲ信号
の検出が行える。

【０１２７】本具体例によれば、ＧＣＲ信号の周期性を
利用したＧＣＲ極性制御信号およびＧＣＲ検出信号を生
成するＧＣＲ判別回路１０５の簡略化が可能になる。

【０１２８】なお、本具体例においても、先の具体例の
ＧＣＲ検出手段とを組合せて、ＧＣＲ検出信号とするこ
とができることは自明であり、この場合にはＧＣＲ信号
の検出精度をさらに向上することが出来る。

【０１２９】次に先の具体例のＧＣＲ判別回路１０５を
構成するＧＣＲ極性判定回路２００３の一具体例を図１
４、図１５を用いて説明する。

【０１３０】図１４は、本具体例のＧＣＲ極性判定回路
２００３のブロック図であり、１４０１は前記ＧＣＲ判
別回路１０５の入力端子２００２から入力する４フィー
ルド差分処理信号の入力端子、１４０２はタイミング信
号Ｔ１の入力端子、１４０３、１４０４は比較回路、１
４０５、１４０６は積分回路、１４０７はＮＯＲ回路、
１４０８はＤ−フリップフロップ回路、１４０９はＧＣ
Ｒ極性判定信号の出力端子、１４１０はＤ−フリップフ
ロップ回路１４０８の出力信号の出力端子である。

【０１３１】また、図１５は本具体例の動作の一例を示
す波形図であり、（ａ）はタイミング信号Ｔ１、（ｂ）
は入力端子１４０１に入力される４フィールド差分され
たＧＣＲ信号、（ｃ）は比較回路１４０３の出力信号、
（ｄ）は比較回路１４０４の出力信号、（ｅ）は積分回
路１４０５の出力信号、（ｆ）は積分回路１４０６の出
力信号、（ｇ）はＮＯＲ回路１４０７の出力信号、
（ｈ）はＤ−フリップフロップ回路１４０８の出力信号
である。

【０１３２】比較回路１４０３は、図１５（ｂ）に示す
ように、入力端子１４０１より入力される４フィールド
差分処理信号の振幅値と任意の設定値＋ａとを比較し、
図１５（ｃ）のように設定値＋ａよりも大きい場合にｈ
ｉｇｈレベルとなる信号を積分回路１４０５へ出力す
る。積分回路１４０５は、例えばカウンタなどで構成さ
れ、図１５（ａ）のタイミング信号Ｔ１の立上りのタイ
ミングで初期化され、このタイミング信号Ｔ１、および
図１５（ｃ）の比較回路１４０３の出力信号がどちらも
ｈｉｇｈレベルの期間に、図示せざるシステムクロック
を計数する。そして、その計数値が任意の設定値以上と
なった場合には、ＧＣＲ信号の極性が正であるとして、
計数を停止すると共にその値を保持するように動作し、
その出力信号は計数停止の時点から図１５（ｅ）のよう
にｈｉｇｈレベルとなる。この積分器１４０５の出力
は、ＧＣＲ極性判定信号の出力端子１４０９と、ＮＯＲ
回路１４０７の一方の入力に与えられる。

【０１３３】また、比較回路１４０４では、図１５
（ｂ）のように、４フィールド差分処理信号の振幅値と
任意の設定値−ａとの比較が行われ、図１５（ｄ）のよ
うに設定値−ａよりも小さい場合にｈｉｇｈレベルとな
る信号が積分回路１４０６へ出力される。積分回路１４
０６も同様に、例えばカウンタなどで構成され、図１５
（ａ）のタイミング信号Ｔ１の立上りのタイミングで初
期化され、このタイミング信号Ｔ１、および図１５
（ｄ）の比較回路１４０４の出力信号がどちらもｈｉｇ
ｈレベルの期間に、図示せざるシステムクロックを計数
する。そして、その計数値が任意の設定値以上となった
場合には、ＧＣＲ信号の極性が正であるとして、計数を
停止すると共にその値を保持するように動作し、その出
力信号は計数停止の時点から図１５（ｆ）のようにｈｉ
ｇｈレベルとなる。この積分回路１４０６の出力は、Ｎ
ＯＲ回路１４０７の他方の入力に出力される。

【０１３４】よって、ＮＯＲ回路１４０７の出力信号
は、図１５（ｇ）のように積分器１４０５、１４０６ぞ
れぞれの出力が共にｌｏｗレベルの期間、すなわちＧＣ
Ｒ信号の極性が正でも負でもないと判定された期間をｈ
ｉｇｈレベルで指示する。

【０１３５】Ｄ−フリップフロップ回路１４０８は、こ
のＮＯＲ回路１４０７の出力を、タイミング信号Ｔ１の
立ち下がりのタイミングでに取り込み、図１５（ｈ）に
示す信号を出力端子１４１０に出力する。この信号は、
ＧＣＲ信号が正しく４フィールド差分処理された場合
と、誤って処理された場合（図１５（ｈ）のＮ＋２フィ
ールド目）とを区別する信号となり、先の具体例のＧＣ
Ｒ検出信号を生成するための信号に利用できる。

【０１３６】本具体例によれば、４フィールド差分した
信号を一定のしきい値と比較して、極性の判別を行うの
で、ＧＣＲ信号の振幅値の異常などの検出も行える。

【０１３７】なお、この信号を用いたＧＣＲ検出を行わ
ない場合には、本具体例の比較回路１４０４、積分回路
１４０６、ＮＯＲ回路１４０７、Ｄ−フリップフロップ
回路１４０８を不要にでき、ＧＣＲ極性判定回路２００
３の簡略化が図れる。

【０１３８】次に先の具体例のＧＣＲ判別回路１０５を
構成するＧＣＲ極性判定回路２００３の他の一具体例を
図１６を用いて説明する。図１６において、１６０１は
反転回路であり、その他は先の具体例と同様である。

【０１３９】入力端子１４０１には、前記減算器１０３
で４フィールド差分処理された信号の符号ビットが前記
ＧＣＲ判別回路１０５の入力端子２００２を介して与え
られ、反転器１６０１の入力、積分器１４０６の入力と
接続される。反転器１６０１の出力は、積分器１４０５
の入力と接続される。

【０１４０】なお、この符号ビットは、２の補数形式で
コード化された場合の符号ビットを例に説明する。（ｌ
ｏｗレベルが正、ｈｉｇｈレベルが負）４フィールド差
分信号に含まれるＧＣＲ信号の極性が正の場合には、Ｇ
ＣＲ信号挿入期間の符号ビットはｌｏｗレベルとなる確
率が高くなる。よって、積分回路１４０５は、符号ビッ
トの反転信号およびタイミング信号Ｔ１がともにｈｉｇ
ｈレベルとなる期間を同様にして計数し、その計数値が
任意の設定値以上となった場合にはＧＣＲ信号の極性が
正であると判定できる。

【０１４１】また、４フィールド差分信号に含まれるＧ
ＣＲ信号の極性が負の場合にはＧＣＲ信号挿入期間の符
号ビットはｈｉｇｈレベルとなる確率が高くなるので、
積分回路１４０６は、符号ビットおよびタイミング信号
１５１がともにｈｉｇｈレベルとなる期間の計数を行
い、その計数値が任意の設定値以上となった場合に負極
性を判定できる。

【０１４２】よって、Ｄ−フリップフロップ回路１４０
８の出力には、４フィールド差分した結果得られる信号
の符号の発生確率が、ＧＣＲ信号のように安定していな
いものを判別する信号が得られるので、先の具体例のＧ
ＣＲ検出信号を生成するための信号として利用できる。

【０１４３】本具体例によれば、符号ビットからＧＣＲ
信号の極性を判別できるので、比較器などが不要になり
回路の簡略化が図れる。また、強ゴーストや弱電界に対
する影響も受けにくいので、安定な極性判別を実現でき
る。

【０１４４】なお、本具体例においても、この信号を用
いたＧＣＲ検出を行わない場合には、比較回路１４０
４、積分回路１４０６、ＮＯＲ回路１４０７、Ｄ−フリ
ップフロップ回路１４０８を不要にでき、ＧＣＲ極性判
定回路２００３の簡略化が図れる。 次に先の具体例の
ＧＣＲ判別回路１０５における極性一致デコーダ１１０
１の一具体例を図１７を用いて説明する。図１７におい
て、１７０１は前記Ｄ−フリップフロップ回路２００５
の出力信号の入力端子、１７０２は前記Ｄ−フリップフ
ロップ回路２００６の出力信号の入力端子、１７０３は
前記Ｄ−フリップフロップ２００７回路の出力信号の入
力端子、１７０４は３入力ＡＮＤ回路、１７０５は３入
力ＮＯＲ回路、１７０５はＯＲ回路、１７０６は極性一
致デコード信号の出力端子である。

【０１４５】前記Ｄ−フリップフロップ信号２００５、
２２０６、２００７それぞれの出力がいずれもｈｉｇｈ
レベルの場合には、３入力ＡＮＤ回路１７０４の出力は
ｈｉｇｈレベルとなり、また、いずれもｌｏｗレベルの
場合には、３入力ＮＯＲ回路の出力がｈｉｇｈレベルと
なるので、ＯＲ回路１７０５は、前記Ｄ−フリップフロ
ップ信号２００５、２２０６、２００７それぞれから出
力されるＧＣＲ極性判定信号の論理レベルが一致した場
合、すなわち過去３フィールドのＧＣＲ信号の極性が一
致した場合にｈｉｇｈレベルとなる極性一致デコード信
号を、出力端子１７０７から出力することができる。

【０１４６】

【発明の効果】本発明によれば、重畳された歪み成分が
変化することのない歪み除去フィルタの前段で、４フィ
ールド差分処理と、差分処理したＧＣＲ信号の極性の判
別およびＧＣＲ信号が正規の状態にあるかどうかの判別
などを行う基準信号前処理回路を配置できるので、常時
数フィールド前までの信号を使った処理が可能であり、
処理結果である前処理基準信号を毎フィールド演算器に
供給できる。よって、演算器では、基準信号前処理回路
から供給される前処理基準信号を取り込むことにより、
８フィールドシーンス処理に要する時間が削減でき、全
体の除去時間を短縮できる効果がある。

【０１４７】また、基準信号前処理回路では、ノイズ除
去や１クロック差分などの処理も搭載可能なので、この
場合には、演算器がこれらの処理に要する時間までも削
減可能となり、除去時間の短縮効果をさらに大きくでき
る。

【０１４８】さらに、演算器は、基準信号前処理回路か
ら出力されるＧＣＲ検出信号によって、前処理基準信号
が正規のＧＣＲ信号かどうか判別できるので、テレビジ
ョン番組の切替などによって８フィールドシーケンスの
順序がずれた場合や、ＧＣＲ信号の多重されていない信
号を受信した場合などにおいても、ＧＣＲ信号以外の信
号を取り込んで処理することがないので、ゴーストなど
の伝送路歪みの除去処理を安定に実行することが可能で
あり、ゴースト除去装置の誤動作防止の効果も得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのゴースト除去装置を
示すブロック図である。

【図２】本発明のゴースト除去装置の基準信号前処理回
路１を構成するＧＣＲ判別回路１０５の一具体例を示す
図である。

【図３】図２の動作の一例を示す波形図である。

【図４】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性予
測回路２００９の一具体例を示す図である。

【図５】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性予
測回路２００９の他の一具体例を示す図である。

【図６】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性予
測回路２００９のさらに他の一具体例を示す図である。

【図７】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性予
測回路２００９のさらに他の一具体例を示す図である。

【図８】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性予
測回路２００９のさらに他の一具体例を示す図である。

【図９】本発明のゴースト除去装置の基準信号前処理回
路１を構成するＧＣＲ判別回路１０５の他の一具体例を
示す図である。

【図１０】図９の動作の一例を示す図である。

【図１１】本発明のゴースト除去装置の基準信号前処理
回路１を構成するＧＣＲ判別回路１０５のさらに他の一
具体例を示す図である。

【図１２】本発明のゴースト除去装置の基準信号前処理
回路１を構成するＧＣＲ判別回路１０５のさらに他の一
具体例を示す図である。

【図１３】本発明のゴースト除去装置の基準信号前処理
回路１を構成するＧＣＲ判別回路１０５のさらに他の一
具体例を示す図である。

【図１４】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性
判定回路２００３の一具体例を示す図である。

【図１５】図１４の動作の一例を示す図である。

【図１６】ＧＣＲ判別回路１０５を構成するＧＣＲ極性
判定回路２００３の他の一具体例を示す図である。

【図１７】ＧＣＲ判別回路１０５を構成する極性一致デ
コーダ１１０１の一具体例を示す図である。

【図１８】ＧＣＲ信号の説明図である。

【符号の説明】

１…基準信号前処理回路、 ２…歪み除去フィルタ、 ３…演算器、 ４…タイミング信号発生器、 ５…Ａ／Ｄ変換器、 ６…Ｄ／Ａ変換器、 １０１、２０１…テレビジョン信号の入力端子、 １０２…４フィールド遅延回路、 １０３…減算器、 １０４…ＧＣＲ極性正規化回路、 １０５…ＧＣＲ判別回路、 １０６…スイッチ回路、 １０７、２０５…テレビジョン信号の出力端子、 １０８…タイミング信号Ｔ１の入力端子、 １０９…ＧＣＲ検出信号の出力端子、 １１０…１クロック差分回路、 １１１…１クロック差分回路１１０を構成する減算器、 １１２…１クロック差分回路１１０を構成するレジス
タ、 １１３…ノイズ除去回路、 １１４、１１６…ノイズ除去回路１１３を構成する減算
器、 １１５…ノイズ除去回路１１３を構成する１フィールド
遅延回路、 １１７…ノイズ除去回路１１３を構成する乗算器、 ２０２…遅延回路、 ２０３、２０４…加算器、 ２０６、２０８…スイッチ回路、 ２０７、２０９…トランスバーサルフィルタ、 ２１０…タイミング信号Ｔ２の入力端子、 ２１１…タップ係数データの入力端子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野田 勉 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メデイア研究所内 (72)発明者 木村 勝信 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メデイア研究所内

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】テレビジョン信号の伝送系の歪みを除去す
   るゴースト除去装置において、 伝送されたテレビジョン信号を入力とし、入力するテレ
   ビジョン信号を４フィールド遅延する４フィールド遅延
   手段と、４フィールド遅延回路の入力と出力との差を求
   める減算手段と、前記減算手段の出力に得られる差分信
   号を入力とし前記テレビジョン信号中の伝送歪み除去の
   基準信号が正規の状態にあるかどうかを指示する基準信
   号検出信号とその差分信号の極性を指示する極性制御信
   号とを出力する基準信号判別手段と、前記基準信号判別
   手段から出力される極性制御信号と前記差分信号とを入
   力とし、前記極性制御信号が負極性を指示する場合に前
   記差分信号を極性を反転させる極性正規化手段と、極性
   正規化手段が出力する前処理基準信号を前記テレビジョ
   ン信号に挿入し出力する前処理基準信号挿入手段と、を
   少なくとも具備する基準信号前処理手段と、 前記基準信号前処理手段から出力される前処理基準信号
   の多重されたテレビジョン信号を入力とし、少なくとも
   伝送歪みを除去するための歪み除去信号を発生するトラ
   ンスバーサルフィルタを具備する歪み除去フィルタと、 前記歪み除去フィルタの出力に得られるテレビジョン信
   号に挿入された前処理基準信号から歪みを検出し、前記
   歪み除去フィルタのトランスバーサルフィルタのタップ
   係数を演算制御する演算手段と、 を具備し、 前記基準信号判別手段から出力される基準信号検出信号
   を前記演算手段に与えることを特徴とするゴースト除去
   装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の基準信号前処理手段にお
   いて、 前記前処理基準信号のノイズを除去するノイズ除去手段
   を具備することを特徴とするゴースト除去装置。
3. 【請求項３】請求項１に記載の基準信号前処理手段にお
   いて、 前記前処理基準信号をＮ（Ｎは整数）サンプルクロック
   遅延して差分するクロック差分演算手段を具備すること
   を特徴とするゴースト除去装置。
4. 【請求項４】請求項１記載の基準信号判別手段は、少な
   くとも、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、その差分
   信号に含まれる基準信号波形の極性を検出してその極性
   を指示する極性信号を出力する基準信号極性検出手段
   と、 前記基準信号極性検出手段の出力する極性信号を入力と
   し、少なくとも過去４フィールド分の極性信号を保持す
   るレジスタと、 前記レジスタに保持された少なくとも４フィールド分の
   極性信号を入力とし、前記基準信号の伝送シーケンスに
   従った送出順序を、４フィールド分の極性信号の組合せ
   をデコードして検出し、前記減算手段から得られる次フ
   ィールドの前記基準信号の極性を予測、指示する極性制
   御信号発生手段と、 前記極性制御信号発生手段から得られる極性制御信号を
   １フィールド遅延する１フィールド遅延手段と、１フィ
   ールド遅延手段から得られる前フィールドで予測した前
   記極性制御信号が指示する極性と、前記基準信号検出手
   段から導かれる現フィールドで検出した極性信号の極性
   との一致、不一致から前記基準信号が正規の状態である
   かどうかを検出する基準信号検出信号発生手段とを具備
   したことを特徴とするゴースト除去装置。
5. 【請求項５】請求項１記載の基準信号判別手段は、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、その差分
   信号に含まれる基準信号波形の極性を検出してその極性
   を指示する極性信号を出力する基準信号極性検出手段
   と、 前記基準信号極性検出手段の出力する極性信号を入力と
   し、その極性信号を８フィールド遅延する第１の極性信
   号遅延手段と、 前記第１の極性信号遅延手段から得られる８フィールド
   間の極性信号の一致、不一致を求める極性一致検出手段
   と、 前記極性一致検出手段の出力に得られる信号を前記基準
   信号検出信号として出力する基準信号検出信号発生手段
   とを具備し、 前記第１の極性信号遅延手段の出力から得られる極性信
   号を前記極性制御信号として出力することを特徴とする
   ゴースト除去装置。
6. 【請求項６】請求項１記載の基準信号判別手段は、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、その差分
   信号に含まれる基準信号波形の極性を検出してその極性
   を指示する極性信号を出力する基準信号極性検出手段
   と、 前記基準信号極性検出手段の出力する極性信号を入力と
   し、その極性信号を４フィールド遅延する第２の極性信
   号遅延手段と、 前記第２の極性信号遅延手段から得られる４フィールド
   間の極性信号の一致、不一致を求める極性一致検出手段
   と、 前記極性一致検出手段の出力に得られる信号を前記基準
   信号検出信号として出力する基準信号検出信号発生手段
   とを具備し、 前記第２の極性信号遅延手段の出力から得られる極性信
   号を前記極性制御信号として出力することを特徴とする
   ゴースト除去装置。
7. 【請求項７】請求項４または５または６に記載の基準信
   号検出信号発生手段は、 前記レジスタ、または前記第１の極性信号遅延手段、ま
   たは前記第２の極性信号遅延手段に保持された連続した
   ３フィールド分の極性信号を入力とし、３フィールド分
   の極性信号の一致、不一致を検出する極性一致デコード
   手段を具備したことを特徴とするゴースト除去装置。
8. 【請求項８】請求項４または５または６に記載の基準信
   号検出信号発生手段は、少なくとも、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、正の任意
   のしきい値で前記差分信号を２値化する第１の２値化手
   段と、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、負の任意
   のしきい値で前記差分信号を２値化する第２の２値化手
   段と、 前記第１の２値化手段の出力を入力とし、前記正のしき
   い値以上の期間を累積し、累積結果が任意の値以上の場
   合に正極性を指示する信号を発生する第１の積分器と、 前記第２の２値化手段の出力を入力とし、前記負のしき
   い値以下の期間を累積し、累積結果が任意の値以上の場
   合に負極性を指示する信号を発生するする動作する第２
   の積分器と、 前記第１の積分器の出力と、前記第２の積分器の出力と
   を入力とし、正極性とも負極性とも指示されない信号を
   発生する論理回路とを具備したことを特徴とするゴース
   ト除去装置。
9. 【請求項９】請求項４または５または６に記載の基準信
   号検出信号発生手段は、少なくとも、 前記減算手段の出力する差分信号の符号ビットを入力と
   し、前記符号ビットが正を示す期間を累積し、累積結果
   が任意の値以上の場合に正極性を指示する信号を発生す
   る第１の積分器と、 前記符号ビットが負を示す期間を累積し、累積結果が任
   意の値以上の場合に負極性を指示する信号を発生するす
   る動作する第２の積分器と、 前記第１の積分器の出力と、前記第２の積分器の出力と
   を入力とし、正極性とも負極性とも指示されない信号を
   発生する論理回路とを具備したことを特徴とするゴース
   ト除去装置。
10. 【請求項１０】請求項４または５または６に記載の基準
    信号極性検出手段は、 前記減算手段の出力する差分信号を入力とし、任意のし
    きい値で前記差分信号を２値化する２値化手段と、 前記２値化手段の出力を入力とし、前記しきい値以上の
    期間を累積し、累積結果が任意の値以上の場合に正極性
    を指示する信号を発生する積分器とを具備したことを特
    徴とするゴースト除去装置。
11. 【請求項１１】請求項４また５または６に記載の基準信
    号極性検出手段は、 前記減算手段の出力する差分信号の符号ビットを入力と
    し、前記符号ビットが正または負を示す期間を累積し、
    累積結果が任意の値以上の場合にその極性を指示する信
    号を発生する積分器を具備したことを特徴とするゴース
    ト除去装置。