JPH04322570A - ゴースト除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン信号が伝
送される伝送路の歪みとしてのゴースト成分を該テレビ
ジョン信号から除去するためのゴースト除去装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】放送局から送信されるテレビジョン信号
を受信する際、高層建築物や山などの障害物による反射
波が直接波に重畳されることにより発生する伝送路の歪
みはゴーストと呼ばれ、地上テレビジョン放送における
画質劣化の最大の原因となっている。この画質劣化を改
善するために、テレビジョン学会技術報告ＶＯＬ．１３
，ＮＯ．３２（１９８６年６月）第１頁から３６頁にお
いて論じられているように、放送局側でゴースト除去の
ための基準信号を送出し、受信側でこの基準信号を使っ
てゴーストを検出しゴースト除去を行う方式、およびそ
の装置が開発されている。

【０００３】上記論文の第３１頁のゴースト除去の原理
の項においては、ゴースト除去のための基準信号として
、８フィールドシーケンスで送られるＧＣＲ（Ｇｈｏｓ
ｔＣａｎｃｅｌ　　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号を用い、
このＧＣＲ信号に８フィールドシーケンスに応じた演算
処理や微分と呼ばれるクロック差分処理などの演算処理
を施し、基準となるｓｉｎＸ／Ｘパルスの形状の波形を
得ることで、約４５μｓまでのゴーストを検出できるこ
とが述べられている。

【０００４】即ち、このＧＣＲ信号を用いたゴースト除
去装置では、伝送路歪み（ゴースト）を除去する伝送路
歪み除去フィルタ（トランスバーサルフィルタ）の出力
に制御回路を設け、その制御回路で前記ＧＣＲ信号に演
算処理を施して伝送路の歪み情報を検出し、前記伝送路
歪み除去フィルタのタップ係数を制御することでゴース
トを除去している。

【０００５】ところで一般に、受信機において受信され
たテレビジョン信号に関しては、かなりのノイズが含ま
れている場合をも想定する必要があり、このような場合
においては、ノイズを含む前記基準信号を用いて検出す
るゴーストの情報に誤りを含む可能性が大きくなり、そ
の結果、ゴースト除去性能の劣化を招くことになる。

【０００６】この問題を解決する手段として、特公昭６
２−２２３０７号公報記載のものが知られている。これ
によれば、伝送路歪み（ゴースト）を除去する伝送路歪
み除去フィルタの出力にノイズ除去回路を設け、その出
力を前記フィルタを制御して歪み除去を行わせる制御回
路に供給するように構成し、基準信号に含まれるノイズ
を除去することにより、ゴースト情報の誤り防止を達成
している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、伝送路歪み（ゴースト）除去に要する時間が長くな
るという問題があった。前記ＧＣＲ信号は、図１４に示
すように、前ラインからの歪み成分の混入による誤検出
を避けるため、８フィールド一巡するシーケンスパター
ンとなっている。また、その前ラインに挿入される信号
は、ＶＩＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ　　Ｉｎｔｅｒｖａｌ　
　Ｔｅｓｔ）信号であり、少なくとも偶・奇それぞれの
フィールドにおいては固定パターンとなっている。

【０００８】このＧＣＲ信号から伝送路の歪みを、前ラ
インから混入する歪みの影響なく検出するためには、８
フィールド分の信号を用いて、 （Ｓ１−Ｓ５）＋（Ｓ６−Ｓ２）＋（Ｓ３−Ｓ７）＋（
Ｓ８−Ｓ４）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　……（数１）のような演
算を行なって、ＧＣＲ信号の伝送シーケンスをデコード
し、デコードされたＧＣＲ信号を１サンプリングクロッ
クずらして差分処理（１クロック差分処理とも呼ぶ）を
して、基準となるｓｉｎＸ／Ｘパルスを得、受信機側に
準備されたゴーストの無い状態のｓｉｎＸ／Ｘパルスと
の差を求めることで、ゴーストによる誤差信号を得る必
要がある。

【０００９】また、必要に応じて、ノイズ除去回路によ
って、前記ＧＣＲ信号やｓｉｎＸ／Ｘパルスあるいは誤
差信号に含まれるノイズを除去する場合もある。ノイズ
除去回路におけるノイズ抑圧の方法としては、信号の相
関性（つまり有意な信号は各フィールド間で相関がある
のに対し、ノイズはランダムに発生するので、そのよう
な相関がないこと）を利用した同期加算の手法が取られ
ている。一方、前記制御回路では、伝送路の歪みを除去
するために、上記の演算処理から得られた誤差信号をも
とに伝送路歪み除去フィルタのタップ係数を算出し、更
新する。この動作は繰り返して何回も行なわれ、その結
果、伝送路歪み（ゴースト）が除去される。

【００１０】この際、タップ係数の更新前後では前記伝
送路歪み除去フィルタの特性が異なるため、ＧＣＲ信号
に重畳している歪みの相関性がなくなる。このため、タ
ップ係数更新前後の信号を用いて前記デコード処理や差
分処理などを行なうと、伝送路歪み（ゴースト）の検出
を誤ることになる。従って、タップ係数更新の度に、前
記デコード処理や差分処理を行なうために、８フィール
ドの待ち時間やその他待ち時間を要することになる。ま
た、ノイズ除去回路においては、タップ係数更新前まで
の同期加算結果は利用できないため、タップ係数更新の
度に、所定回数の同期加算処理が必要となり、そのため
、ノイズ除去のための待ち時間も要することになる。 よって、全体の伝送路歪み除去時間が長くなるという問
題があった。

【００１１】本発明の目的は、上記従来技術の問題点を
解決し、伝送路歪みの除去時間を短縮可能なゴースト除
去装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的は、少なくとも
伝送されたテレビジョン信号に多重されたゴースト除去
のためのＧＣＲ信号の伝送シーケンスをデコードするデ
コード処理やノイズ除去処理あるいは差分処理などの処
理を行なう基準信号前処理手段と、伝送歪みを除去する
ための伝送路歪み除去フィルタを基準信号前処理手段の
後段に配置し、伝送路歪み除去フィルタの出力から得ら
れる処理基準信号を取り込む制御手段とを設け、制御手
段により伝送路歪み除去フィルタの特性を制御すること
により達成できる。

【００１３】

【作用】基準信号前処理手段では、ＧＣＲ信号の伝送シ
ーケンスをデコードしたり、差分処理して、基準となる
ｓｉｎＸ／Ｘパルスの形状の波形を得、必要に応じて、
ノイズを除去し、基準信号として、差分波形のまま出力
する。その差分波形が、伝送路歪み除去フィルタを介し
て制御手段へと導かれる。

【００１４】制御手段では、伝送路歪み除去フィルタを
介して得られたｓｉｎＸ／Ｘパルスと受信機側に準備さ
れたゴーストの無い状態のｓｉｎＸ／Ｘパルスとの差を
演算することで、ゴーストによる誤差信号を求め、誤差
信号をもとに伝送路歪み除去フィルタのタップ係数を算
出し、更新する。この動作は繰り返して何回も行なわれ
、その結果、伝送路歪み（ゴースト）が除去できる。

【００１５】伝送路歪み除去フィルタの前段で差分波形
が得られており、その差分波形に重畳された歪み成分は
変化することがないので、ここに配置されたシーケンス
デコード処理や差分処理あるいはノイズ除去処理は、常
時８フィールド前までの信号を使ってデコード処理する
ことが可能となる。従って、制御手段ではシーケンスデ
コードの処理などが施された基準信号を毎回そのまま利
用して伝送路歪み除去フィルタの制御を行なうことがで
き、全体の除去時間の短縮を実現できる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明の一実施例としてのゴースト除去装置
を示すブロック図である。図１において、１０１はテレ
ビジョン信号の入力端子、１０２はアナログ−ディジタ
ル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と記す）、１０３は基準
信号前処理回路、１０４は伝送路歪み除去フィルタ、１
０５は差し換え信号発生器、１０６はスイッチ回路、１
０７はディジタル−アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換
器と記す）、１０８はテレビジョン信号の出力端子、１
０９は制御器、１１０はタイミング信号発生器である。

【００１７】入力端子１０１から入力するテレビジョン
信号は、タイミング信号発生器１１０の入力に導かれる
。ここでは、同期信号やカラーバーストを分離、抽出し
、これらの信号に同期したタイミング信号Ｔ１、Ｔ２、
Ｔ３、Ｔ４や、本ゴースト除去装置を駆動するためのシ
ステムクロックなどが再生される。一方、前記テレビジ
ョン信号は、Ａ／Ｄ変換器１０２でディジタル信号に変
換され、基準信号前処理回路１０３の入力に与えられる
。

【００１８】入力されたテレビジョン信号にはＧＣＲ信
号が挿入されており、基準信号前処理回路１０３は、そ
のＧＣＲ信号の伝送周期を単位としたＮ（Ｎは整数）個
の遅延線を用いてＮ周期遅延したＧＣＲ信号を得、ＧＣ
Ｒ信号の伝送シーケンスをデコードするための演算を伝
送周期毎に行ない、前ラインの信号が発生させる歪みを
排除し、ＧＣＲ信号とＧＣＲ信号に重畳している歪みの
みを取り出す。そして、このデコードされたＧＣＲ信号
とそれを１あるいは数クロック遅らした信号との差分を
とって差分信号を得、必要に応じてその差分信号にノイ
ズ除去処理を施す。そして、その差分信号を、タイミン
グ信号発生器１１０から与えられるタイミング信号Ｔ１
のタイミングで、前記テレビジョン信号の垂直帰線期間
中に挿入し、伝送歪み除去フィルタ１０４の入力へと導
く。

【００１９】伝送路歪み除去フィルタ１０４は、トラン
スバーサルフィルタから構成され、制御器１０９から与
えられるタップ係数により伝送路の歪みと逆極性の歪み
をこのトランスバーサルフィルタで作成し、これをもと
の信号に加えることで歪みを除去する。

【００２０】ところで、伝送路の歪みによって生じる遅
延時間は、およそ−２μｓから４０μｓ程度にまで及ぶ
ことが知られている。したがって、このトランスバーサ
ルフィルタは、通常この範囲の歪みを打ち消すために必
要なタップを持っており、トランスバーサルフィルタの
タップには、現信号に対し常に４０μｓ前までの信号が
存在することになる。

【００２１】前記テレビジョン信号の垂直帰線期間中に
挿入する前述の差分信号は、前ラインから混入する歪み
が排除されているので、そのまま伝送路歪み除去フィル
タ１０４を通すと、前ラインの信号で作成された歪み除
去信号が差分信号に加算され、逆に歪みを与える結果と
なる。

【００２２】そこで、タイミング信号発生器１１０から
与えられるタイミング信号Ｔ２は、差分信号が挿入され
るラインの前ラインを示すタイミングで、伝送路歪み除
去フィルタ１０４に与えられ、この伝送路歪み除去フィ
ルタ１０４を構成するトランスバーサルフィルタの入力
を０などの一定値”Ｒ”に差し換えるように制御する。 これにより、前ラインからの影響なくＧＣＲ信号に含ま
れる歪みを除去する除去信号をトランスバーサルフィル
タから得ることができる。

【００２３】よって、伝送路歪み除去フィルタ１０４に
おいて、差分信号についても正しく歪み除去を行なうこ
とができる。制御器１０９の入力には、伝送路歪み除去
フィルタ１０４の出力が導かれ、タイミング信号発生器
１１０から与えられるタイミング信号Ｔ３により、テレ
ビジョン信号に挿入された差分信号を取り込む。取り込
まれた差分信号は、基準信号前処理回路１０３で、伝送
シーケンスがデコード処理や差分処理などの処理を受け
ているので、このまま受信機内の基準の差分信号との誤
差を誤差信号として得ることで、伝送路の歪みの検出が
行える。

【００２４】得られた誤差信号から、伝送路歪み除去フ
ィルタ１０４の補正特性を定めるタップ係数を求め、伝
送路歪み除去フィルタ１０４へ与える。この結果、次に
取り込まれる差分信号に含まれる歪み成分は抑圧されて
おり、残留歪みがこの差分信号から検出され、さらにタ
ップ係数の修正が行なわれる。これを何回も繰り返して
行なうことにより残留歪みがさらに抑圧されてゆき、伝
送路の歪みが除去されることになる。

【００２５】本実施例によれば、既にデコード処理され
差分処理された差分信号を常時、制御器１０９に供給す
ることが可能であり、タップ係数更新の度に、デコード
処理や差分処理を行なうために８フィールドの待ち時間
やその他待ち時間を要したり、ノイズ除去を行なうため
に待ち時間を要したりすることがなくなるので、歪み除
去の繰り返し処理に要する時間の短縮が可能となる。

【００２６】次に、この様な短時間で歪み除去を実行し
た場合における弊害について考える。例えば、中継局な
どに本発明に係るゴースト除去装置を設置し、受信端に
おいて従来のゴースト除去装置を具備した受信機で放送
波を受信する場合、前段（中継局）のゴースト除去装置
において、前述の様に、短時間で歪み除去を実行すると
、その伝送特性が急激に変化することになるため、後段
（受信端）のゴースト除去装置が誤動作することが考え
られる。

【００２７】すなわち、ゴーストを含んだ放送波を中継
局で受信してゴースト除去を試みているが、まだゴース
ト除去のなされていない段階では、ゴーストを含んだ放
送波を受信端の受像機が受信すると、受信端においても
ゴースト除去装置が機能してゴースト除去動作を行なう
。ところが、中継局のゴースト除去装置が動作して、ゴ
ーストの除去された放送波を送出し、これを受信端の受
信機が受信すると、受信端のゴースト除去装置では、そ
れまでゴーストを含んだ放送波に対応していたわけであ
るから、急にゴーストの除去された放送波が到来しても
、それに追従できず、放送波に、ゴーストが除去されて
いるにもかかわらず、自分のところでゴーストを付加す
る結果となり、これを除去するのに手間取るという状況
が発生するわけである。

【００２８】そこで、本実施例では、このような誤動作
を防止するために、伝送系の歪みを急激に変化させるよ
うな除去動作中は、少なくともＧＣＲ信号を他の信号で
置き換えて、後段（受信端）のゴースト除去装置が、Ｇ
ＣＲ信号を検出できないようにして、除去動作を実行で
きないようにした。これにより、後段（受信端）のゴー
スト除去装置の動作を停止させることができ、誤動作を
防止できる。

【００２９】これについて図１を用いて詳しく説明する
。伝送路歪み除去フィルタ１０４の出力に得られるテレ
ビジョン信号は、差し換え信号発生器１０５の入力と、
スイッチ回路１０６の一方の入力に導かれる。スイッチ
回路１０６の他方の入力には、差し換え信号発生器１０
５の出力が導かれる。スイッチ回路１０６の出力は、Ｄ
／Ａ変換器１０７でアナログのテレビジョン信号に変換
され、出力端子１０８へ与えられる。タイミング信号発
生器１１０から出力されるタイミング信号Ｔ４は、スイ
ッチ回路１０６の制御端子に与えられる。

【００３０】差し換え信号発生器１０５は、例えば、２
Ｈ（Ｈは、テレビジョン信号の水平走査周期を示す）遅
延回路から構成され、入力する信号を２Ｈ遅延して出力
するものであれば良い。スイッチ回路１０６は、タイミ
ング信号Ｔ４により、例えば、ＧＣＲ信号の挿入されて
いるラインで、差し換え信号発生器１０５の出力を選択
するように動作する。このとき、デコード処理や差分処
理のなされた差分信号の多重ラインを、もとのＧＣＲ信
号のラインに設定しておけば、差分処理などによって打
ち消された同期信号やカラーバースト信号を保護するこ
とができる。

【００３１】よって、出力端子１０８に導かれるテレビ
ジョン信号のＧＣＲ信号の挿入ラインには、２Ｈ前の信
号が多重されることになり、後段（受信端）のゴースト
除去装置ではＧＣＲ信号が検出できない。また、２Ｈ前
の信号を多重するので、カラーバーストが不連続になる
こともない（ＮＴＳＣ方式においては、１Ｈおきにカラ
ーバーストの位相が逆位相となる）。

【００３２】そして、残留歪みが充分に小さくなった場
合には、ＧＣＲ信号を他の信号に置き換えるのをやめて
、ＧＣＲ信号を送出し、後段（受信端）のゴースト除去
装置を動作可能な状態とし、前段（中継局）から後段（
受信端）のゴースト除去装置に至る伝送路の歪みを除去
できるようにする。

【００３３】これは、制御器１０９が逐次伝送歪みの量
を検出しているので、例えば、残留歪みの量が一定のし
きい値以下になった場合、または初期歪みに対して残留
歪みが何分の１以下になった場合などの判断条件から判
定が可能である。よって、制御器１０９では、その判定
結果から、タイミング信号発生器１１０へ与える制御信
号ＣＮＴによりタイミング信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４を制御
し、デコード処理されたＧＣＲ信号の挿入処理や差分処
理、およびＧＣＲ信号の差し換え処理を行なわないよう
にし、入力したＧＣＲ信号を出力端子１０８へ導くよう
にする。

【００３４】よって、後段（受信端）に配置されるゴー
スト除去装置は、これ以降動作が可能となり、誤動作す
ることなく、前段（中継局）から後段（受信端）に至る
までの伝送路の歪み除去を実行することができる。この
際、制御器１０９に導かれるＧＣＲ信号も、フィールド
シーケンスがデコードされていないもとの信号に切り替
わることになる。この状態において、歪み除去動作の継
続、伝送歪みの変化の観測などの処理を行なう場合には
、制御器１０９において、従来のデコード処理、差分処
理を行なうように処理を切り換えてやることにより可能
である。

【００３５】本実施例によれば、縦続にゴースト除去装
置が接続されるような場合において、前段（中継局）の
ゴースト除去装置の動作中、ＧＣＲ信号の送出を禁止す
ることにより、この間の後段（受信端）のゴースト除去
装置の動作を停止させることができ、前後段（中継局，
受信端）同時動作による誤動作を防止できる。

【００３６】なお、差分処理された差分信号をもとのＧ
ＣＲ信号の多重ラインと異ならせて挿入する際には、差
分処理された差分信号の挿入ラインについて同期信号、
カラーバーストの保護が必要となるが、両方のラインで
差し換え信号発生器１０５の出力に置き換えるようタイ
ミング信号Ｔ４を変更することにより、その保護が可能
である。また、この場合には差分処理された差分信号を
制御器１０９へ常に取り込むことが可能となり、制御器
１０９の処理の切り換えを不要にできる。

【００３７】次に、図１のゴースト除去装置を構成する
基準信号前処理回路１０３と伝送路歪み除去フィルタ１
０４の第１の具体例を、図２〜図４を用いて説明する。 図２は図１における基準信号前処理回路１０３及び伝送
路歪み除去フィルタ１０４の第１の具体例を示すブロッ
ク図である。

【００３８】図２において、２０１はテレビジョン信号
を基準信号前処理回路１０３に入力する入力端子、２０
２、２０７、２１１は１Ｈ遅延回路、２０３、２１８、
２２０はスイッチ回路、２０４は基準信号前処理回路１
０３からテレビジョン信号を出力する出力端子、２０５
は４フィールド遅延回路、２０６は減算器、２０８は反
転／非反転器、２０９は積分器、２１０は差分器、２１
２はタイミング信号Ｔ１の入力端子、２１３はテレビジ
ョン信号を伝送路歪み除去フィルタ１０４へ入力する入
力端子、２１４は遅延回路、２１５、２１６は加算器、
２１７は伝送路歪み除去フィルタ１０４からテレビジョ
ン信号を出力する出力端子、２１９、２２１はトランス
バーサルフィルタ、２２２はタップ係数データの入力端
子、２２３はタイミング信号Ｔ２の入力端子である。

【００３９】また、図３及び図４はそれぞれ図２におけ
る要部信号波形の一例を示す波形図であり、図３はＮフ
ィールドとＮ＋１フィールドを、図４はＮ＋２フィール
ドとＮ＋３フィールドを、それぞれ示している。

【００４０】図３及び図４において、（ａ）は入力端子
２０１から入力するテレビジョン信号、（ｂ）は４フィ
ールド遅延回路２０２の出力、（ｃ）は減算器２０６の
出力、（ｄ）は減算器２０６の出力の符号ビット、（ｅ
）は入力端子２１２から入力するタイミング信号Ｔ１、
（ｆ），（ｇ）は積分器２１７の内部信号、（ｈ）は積
分器２１７の出力、（ｉ）は反転／非反転器２１６の出
力、（ｊ）は差分器２１０の出力、（ｋ）は１Ｈ遅延回
路２１１の出力、（ｌ）はスイッチ回路２０３の出力、
（ｍ）は入力端子２２３から入力するタイミング信号Ｔ
２、（ｎ）はスイッチ回路２１８，２２０の出力である
。

【００４１】図２において、図３及び図４の（ａ）に示
すテレビジョン信号は、入力端子２０１から入力し、１
Ｈ遅延回路２０２で１Ｈ遅延されてスイッチ回路２０３
の一方の入力に与えられる。また、このテレビジョン信
号は、４フィールド遅延回路２０５の入力、および減算
器２０６の一方の入力にも与えられる。

【００４２】４フィールド遅延回路２０５は、入力を４
フィールド遅延して出力するもので、この場合には（ｂ
）に示すような出力が得られる。この出力は、減算器２
０６の他方の入力に導かれる。よって、減算器２０６で
は、（ａ）と（ｂ）に示す信号とが図２に示す極性で減
算され、（ｃ）のようにＧＣＲ信号以外の信号が打ち消
されたものが得られる。

【００４３】この減算結果は、１Ｈ遅延回路２０７で１
Ｈ遅延されて反転／非反転器２０８の一方の入力へ与え
られる。また、この減算結果の符号を示すビット（以下
、符号ビットと記す）は、積分器２０９の入力に導かれ
る。ここで、減算器２０６の出力には（ｃ）のような減
算結果が得られるので、その符号ビット（ディジタルレ
ベルにおける符号ビット）は、（ｄ）に示すように、デ
コードされたＧＣＲ信号が負極性となる期間「１」とな
る。また、積分器２０９，１Ｈ遅延回路２１１には、タ
イミング信号発生器１１０から出力される（ｅ）に示す
タイミング信号Ｔ１が、入力端子２１２を介して与えら
れる。

【００４４】積分器２０９は、減算器２０６の出力に得
られるＧＣＲ信号の極性を検出するもので、ＧＣＲ信号
のバー波形部分の符号の発生確率から検出を行なう。す
なわち、ＧＣＲ信号が負極性となるラインの符号は、負
となる確率が他に比べて非常に高くなるので、符号が負
となる場合を積分器内部のカウンタ（図示せず）などで
計数すればよい。これは、例えば、タイミング信号Ｔ１
と符号ビットとで、以下のように、そのカウンタを制御
することで実現できる。 （１）タイミング信号Ｔ１が「０」の期間、カウンタを
リセット。 （２）タイミング信号Ｔ１が「１」で符号ビットが負の
期間、システムクロックで計数。 （３）タイミング信号Ｔ１が「１」で符号ビットが正の
期間、計数を停止。

【００４５】よって、（ｄ）に示す符号ビットが積分器
２０９に入力した場合には、（ｆ）に示すようにＧＣＲ
信号が負極性となるフィールドで、カウンタの計数値が
大きくなる（ここでは、カウンタの計数値をアナログ量
として示している）。この計数値を積分器内部の比較器
（図示せず）などでしきい値”Ｓ”と比較し２値化する
と、（ｇ）に示すような比較結果を得ることができる。

【００４６】この信号を（ｅ）に示すタイミング信号Ｔ
１の立ち下がりのタイミングで保持することにより、（
ｈ）に示すようなデコードされたＧＣＲ信号の極性を判
別した信号が得られる。この判別信号は、反転／非反転
器２０８の他方の入力に与えられる。この結果、反転／
非反転器２０８は、１Ｈ遅延回路２０７で１Ｈ遅延した
デコードされたＧＣＲ信号を、判別信号が「１」の場合
には反転して出力し、「０」の場合にはそのまま出力す
るように動作する。従って、その出力には（ｉ）に示す
ように信号の極性の揃ったＧＣＲ信号が得られる。

【００４７】なお、しきい値”Ｓ”の値としては、例え
ば、標本化を色副搬送波周波数の４倍で行なった場合、
１Ｈ期間のサンプル数は９１０サンプルであり、この場
合のＧＣＲ信号のバー波形部分のサンプル数はおよそ６
４０サンプルとなるので、５１２といった値を選択でき
る。

【００４８】また、積分器２０９には、周知のランダム
ウォークフィルタ、Ｎ　　ｂｅｆｏｒｅ　　Ｍフィルタ
などを適用することも可能である。反転／非反転器２０
８の出力は、差分器２１０の入力に導かれる。差分器２
１０では、入力されたデコード後のＧＣＲ信号とそれを
２クロック遅延した信号との差を取る、いわゆる２クロ
ック差分処理がなされ、（ｊ）に示すような微分波形の
差分信号を得、スイッチ回路２０３の他方の入力に与え
る。

【００４９】また、このスイッチ回路２０３は、その制
御入力に、（ｋ）に示すような１Ｈ遅延回路２１１で１
Ｈ遅延したタイミング信号Ｔ１が与えられ、それにより
、（ｌ）に示すように、差分処理された差分信号をもと
の信号に多重して出力端子２０４へ出力するよう、制御
される。

【００５０】この出力端子２０４から導きだされる信号
は、伝送路歪み除去フィルタ１０４の入力端子２１３を
介して、遅延回路２１４の入力と、スイッチ回路２１８
の一方の入力へ与えられる。加算器２１５の一方の入力
には遅延回路２１４の出力が、他方の入力にはトランス
バーサルフィルタ２１９の出力が与えられ、その出力は
加算器２１６の一方の入力に与えられる。加算器２１６
の他方の入力にはトランスバーサルフィルタ２２１の出
力が与えられ、その出力は出力端子２１７とスイッチ回
路２２０の一方の入力に与えられる。

【００５１】スイッチ回路２１８，２２０それぞれの他
方の入力には一定値”Ｒ”が与えられ、それぞれの制御
入力にはタイミング信号発生器１１０から出力されるタ
イミング信号Ｔ２が入力端子２２３を介して与えられる
。そして、スイッチ回路２１８の出力はトランスバーサ
ルフィルタ２１９の入力に、スイッチ回路２２０の出力
はトランスバーサルフィルタ２２１の入力に、それぞれ
与えられる。また、トランスバーサルフィルタ２１９，
２２１には、制御器１０９から出力されるタップ係数が
入力端子２２２を介して与えられる。

【００５２】タイミング信号Ｔ２は、（ｍ）に示すよう
なタイミングでスイッチ回路２１８，２２０に与えられ
、挿入したＧＣＲ信号の前ラインに一定値”Ｒ”を多重
して出力するよう、スイッチ回路２１８，２２０を制御
する。この結果、トランスバーサルフィルタ２１９，２
２１の入力に与えられる信号は、（ｎ）のようになり、
前ラインからの影響なく、ＧＣＲ信号に含まれる歪みを
除去する歪み除去信号を得ることができる。加算器２１
５，２１６では、このようにして作成された歪み除去信
号と、もとの信号とを加算して歪みを除去し、出力端子
２１７から出力する。

【００５３】制御器１０９は、この出力端子２１７から
出力される信号からデコードされたＧＣＲ信号をとり込
み、トランスバーサルフィルタ２１９，２２１に与える
タップ係数を算出する。よって、この具体例によれば、
伝送シーケンスをデコードしたＧＣＲ信号を毎フィール
ド、制御器１０９へ供給することができるので、タップ
係数の更新の度に、８フィールドシーケンス処理や差分
処理の待ち時間が不要になり、歪み除去の繰り返し処理
に要する時間の短縮が可能となる。

【００５４】なお、デコードされたＧＣＲ信号を再挿入
する際、もとのラインに挿入する必要のない場合には、
１Ｈ遅延回路を不要にでき、回路規模の削減が図れる。 また、この１Ｈ遅延回路２０２の遅延時間を１Ｈ単位で
操作することにより、ＧＣＲ信号を再挿入するラインを
任意に選択することもできる。さらに、差分器２１０の
差分において、２クロック差分で示したが、１クロック
の差分でも２クロック以上の差分でも、制御器１０９の
内部基準信号で対応するため、同等の効果がある。

【００５５】また、この具体例では、基準信号前処理回
路１０３がＧＣＲ信号のみを対象とした処理で良いので
、４フィールド遅延回路２０５を時分割動作させること
により、ＧＣＲ信号のラインのみを格納するだけのメモ
リ容量で遅延回路を構成することも可能である。

【００５６】次に、図１のゴースト除去装置を構成する
基準信号前処理回路１０３と伝送路歪み除去フィルタ１
０４の第２の具体例を、図５〜図７を用いて説明する。 図５は図１における基準信号前処理回路１０３及び伝送
路歪み除去フィルタ１０４の第２の具体例を示すブロッ
ク図である。

【００５７】図５において、３０１、３０２は反転／非
反転器、３０３は加算器、３０４は比較器、３０５は積
分器、３０６は遅延回路、３０７はＮＯＴ回路、３０８
、３０９、３１０はスイッチ回路で、その他は先の具体
例と同様である。また、図６及び図７はそれぞれ図５に
おける要部信号波形の一例を示す波形図であり、図６は
ＮフィールドとＮ＋１フィールドとＮ＋２フィールドを
、図７はＮ＋３フィールドとＮ＋４フィールドとＮ＋５
フィールドを、それぞれ示している。

【００５８】図６及び図７において、（ａ）は入力端子
２０１から入力するテレビジョン信号、（ｂ）は４フィ
ールド遅延回路２０５の出力、（ｃ）は比較器３０４の
出力、（ｄ）は入力端子２１２から入力するタイミング
信号Ｔ１、（ｅ），（ｆ）は積分器３０５の内部信号、
（ｇ）は積分器３０５の出力、（ｈ）は遅延回路３０６
の出力、（ｉ）は反転／非反転器３０１の出力、（ｊ）
は反転／非反転器３０２の出力、（ｋ）は加算器３０３
の出力、（ｌ）は差分器２１０の出力、（ｍ）はスイッ
チ回路２０３の制御入力に入力する信号、（ｎ）はスイ
ッチ回路２０３の出力、（ｏ）は入力端子２２３から入
力するタイミング信号Ｔ２、（ｐ）はスイッチ回路３０
８の出力である。

【００５９】図５において、図６及び図７の（ａ）に示
すテレビジョン信号は、入力端子２０１から入力し、ス
イッチ回路２０３の一方の入力、４フィールド遅延回路
２０５の入力、比較器３０４の一方の入力、および反転
／非反転器３０１の一方の入力に与えられる。４フィー
ルド遅延回路２０５は、先の具体例と同様に、入力する
信号を４フィールド遅延して出力するので、（ｂ）に示
すような信号が得られる。この出力は、反転／非反転器
３０２の一方の入力へ与えられる。

【００６０】一方、比較器３０４に与えられたテレビジ
ョン信号は、他方の入力に与えられるしきい値”Ａ”と
比較され、例えば、（ｃ）に示すように２値化される。 この２値化されたテレビジョン信号は、積分器３０５の
入力に与えられる。また、積分器３０５には、タイミン
グ信号発生器１１０から出力される（ｄ）に示すタイミ
ング信号Ｔ１が、入力端子２１２を介して与えられる。

【００６１】積分器３０５は、４フィールド遅延回路２
０５に入力するＧＣＲ信号がバー信号なのか、ペデスタ
ル信号なのかを検出するもので、ＧＣＲ信号の多重ライ
ンにおいて、しきい値”Ａ”をこえる信号の発生確率か
ら検出を行なう。例えば、しきい値”Ａ”を（ａ）に点
線で示すようなレベルに設定すれば、ペデスタル信号が
多重される場合とバー信号が多重される場合とで、２値
化信号の示す値の発生確率が全く反対となる。そこで、
例えば、しきい値”Ａ”をこえる場合を積分器内部のカ
ウンタ（図示せず）などで計数することにより、入力信
号を区別することが可能となる。これは、比較器３０４
の出力とタイミング信号Ｔ１で、先の具体例における符
号ビットの積分と同様な手段で実現できる。

【００６２】よって、（ｃ）の２値化信号が積分器３０
５に入力した場合、（ｅ）に示すようにバー信号が入力
するフィールドで、カウンタの計数値が大きくなる。こ
の計数値を先の具体例と同様に２値化し、（ｆ）に示す
ような信号を得、タイミング信号Ｔ１の立ち下がりでこ
の信号を保持することで、（ｇ）に示すような判別信号
を得ることができる。尚、図６に記載の実線イは図７に
記載の矢印イにつながるものである。

【００６３】この判別信号は、遅延回路３０６の入力に
与えられ、比較器３０４に入力した信号が４フィールド
遅延回路２０５から出力されて反転／非反転器３０２の
入力に与えられるまでの時間に相当する時間だけ遅延さ
れ、（ｈ）に示すように出力される。この遅延回路３０
６の出力は、反転／非反転器３０１の他方の入力と、Ｎ
ＯＴ回路３０７を介して反転／非反転器３０２の他方の
入力に与えられる。この結果、４フィールド遅延回路２
０５から出力される信号の判別結果が、同時刻に反転／
非反転器３０１，３０２に導かれることになる。

【００６４】反転／非反転器３０１は出力端子２０１か
らの信号を、反転／非反転器３０２は４フィールド遅延
回路２０５からの信号を、判別信号が「１」の場合には
それぞれ反転して出力し、「０」の場合にはそのまま出
力するように動作する。従って、反転／非反転器３０１
の出力には、（ｉ）のようにペデスタル信号が挿入され
たフィールドが反転した信号が得られる。また、反転／
非反転器３０２には、ＮＯＴ回路３０７で前記判別信号
の否定論理をとったものが入力するので、その出力には
（ｊ）のようなペデスタル信号の挿入されるフィールド
が反転した信号が得られる。

【００６５】これら反転／非反転器３０１，３０２の出
力は、加算器３０３で加算され、その結果、（ｋ）に示
すように一定の極性に揃ったＧＣＲ信号を毎フィールド
得ることができる。この加算器３０３の出力は、差分器
２１０に与えられ、先の具体例と同様に処理され、（ｋ
）の波形の微分状の波形となり、（ｌ）に示すような差
分信号となり、スイッチ回路２０３の他方の入力に与え
られる。

【００６６】また、このスイッチ回路２０３は、その制
御入力に、タイミング信号発生器１１０から出力される
（ｍ）に示すタイミング信号Ｔ１が入力端子２１２を介
して与えられ、それにより、（ｎ）に示すように、差分
器２１０からの差分信号をもとの信号に多重して出力端
子２０４へ出力するよう、制御される。

【００６７】この出力端子２０４から導きだされる信号
は、伝送路歪み除去フィルタ１０４の入力端子２１３を
介してスイッチ回路３０８の一方の入力に与えられる。 このスイッチ回路３０８の他方の入力には、０（零）な
どの一定値”Ｒ”が与えられ、その制御入力にはタイミ
ング信号発生器１１０から出力されるタイミング信号Ｔ
２が入力端子２２３を介して与えられる。このタイミン
グ信号Ｔ２は、例えば、（ｏ）に示すようなタイミング
で与えられ、再挿入したＧＣＲ信号の前ラインに一定値
”Ｒ”を多重するようにスイッチ回路３０８を制御する
。

【００６８】よって、スイッチ回路３０８の出力には、
差分信号とその前ラインからの歪み混入を防止するため
の信号を多重したテレビジョン信号が得られる。このテ
レビジョン信号は、遅延回路２１４，トランスバーサル
フィルタ２１８の入力に与えられる。加算器２１５の一
方の入力にはこの遅延回路２１４からの出力が与えられ
、他方の入力にはスイッチ回路３０９の出力が与えられ
る。このスイッチ回路３０９の一方の入力にはトランス
バーサルフィルタ２１８の出力が与えられ、他方の入力
には０（零）が与えられる。

【００６９】また、加算器２１６の一方の入力には加算
器２１５の出力が与えられ、他方の入力にはスイッチ回
路３１０の出力が与えられる。このスイッチ回路３１０
の一方の入力にはトランスバーサルフィルタ２２１の出
力が与えられ、他方の入力には０（零）が与えられる。 加算器２１６の出力は、出力端子２１７と、トランスバ
ーサルフィルタ２２１の入力に与えられる。

【００７０】これらスイッチ回路３０９，３１０は、そ
れぞれの制御入力に、入力端子２２３から導かれるタイ
ミング信号Ｔ２が与えられ、それにより、スイッチ回路
３０８が一定値”Ｒ”を選択，出力する期間、０（零）
を出力するよう制御される。また、トランスバーサルフ
ィルタ２１８，２２１には、制御器１０９から出力され
るタップ係数が入力端子２２２を介して与えられる。

【００７１】よって、再挿入してＧＣＲ信号の前ライン
に挿入された一定値”Ｒ”がトランスバーサルフィルタ
２１８，２２１に入力する期間、それぞれのフィルタの
出力は０（零）となるので、一定値”Ｒ”がそのままト
ランスバーサルフィルタの入力に導かれることになり、
前ラインからの影響なく再挿入されたＧＣＲ信号の歪み
を除去する信号をトランスバーサルフィルタ２１８，２
２１それぞれから得ることができる。

【００７２】また、制御器１０９は、この出力端子２１
７から出力される信号からデコードされたＧＣＲ信号を
取り込み、トランスバーサルフィルタ２１８，２２１に
与えるタップ係数を算出する。よって、本具体例におい
ても先の具体例と同様に、伝送シーケンスをデコードし
差分処理された差分信号を毎フィールド、制御器１０９
へ供給することができるので、タップ係数の更新の度に
、８フィールドシーケンス処理や差分処理の待ち時間が
不要になり、歪み除去の繰り返し処理に要する時間の短
縮が可能となる。

【００７３】また、シーケンスデコード処理における極
性判別を入力信号から行なうので、先の具体例における
１Ｈ遅延回路を削減でき、その回路規模低減の効果も得
られる。なお、本具体例において、再挿入する差分信号
を他のラインに挿入する場合には、入力端子２０１から
スイッチ回路２０３に至る経路に遅延線を設けるか、加
算器３０３からスイッチ回路２０３に至る経路に遅延線
を設けることにより可能である。また、本具体例におい
ても先の具体例と同様に、４フィールド遅延回路２０５
を時分割動作させることで、そのメモリ容量を削減する
ことも可能である。

【００７４】次に、図１のゴースト除去装置を構成する
基準信号前処理回路１０３と伝送路歪み除去フィルタ１
０４の第３の具体例を、図８〜図１０を用いて説明する
。図８は図１における基準信号前処理回路１０３及び伝
送路歪み除去フィルタ１０４の第３の具体例を示すブロ
ック図である。

【００７５】図８において、４０１は減算器、４０２は
反転／非反転器、４０３，４０４，４０５はトランスバ
ーサルフィルタ２１８を構成する乗算器、４０６，４０
７，４０８はトランスバーサルフィルタ２２１を構成す
る乗算器、４０９，４１１，４１２はトランスバーサル
フィルタ２１８のタップ遅延線を構成するレジスタ、４
１０，４１３はトランスバーサルフィルタ２１８を構成
する加算器、４１４，４１７はトランスバーサルフィル
タ２２１を構成する加算器、４１５，４１６，４１８は
トランスバーサルフィルタ２２１のタップ遅延線を構成
するレジスタ、４１９はトランスバーサルフィルタ２１
８にテレビジョン信号を入力する入力端子、４２０はト
ランスバーサルフィルタ２１８にタイミング信号Ｔ２を
入力する入力端子、４２１はトランスバーサルフィルタ
２１８にタップ係数データを入力する入力端子、４２２
はトランスバーサルフィルタ２１８の出力端子、４２３
はトランスバーサルフィルタ２２１にテレビジョン信号
を入力する入力端子、４２４はトランスバーサルフィル
タ２２１にタイミング信号Ｔ２を入力する入力端子、４
２５はトランスバーサルフィルタ２２１にタップ係数デ
ータを入力する入力端子、４２６はトランスバーサルフ
ィルタ２２１の出力端子で、その他は先の具体例と同様
である。

【００７６】また、図９及び図１０はそれぞれ図８にお
ける要部信号波形の一例を示す波形図であり、図９はＮ
フィールドとＮ＋１フィールドとＮ＋２フィールドを、
図１０はＮ＋３フィールドとＮ＋４フィールドとＮ＋５
フィールドを、それぞれ示している。図９及び図１０に
おいて、（ａ）は入力端子２０１から入力するテレビジ
ョン信号、（ｂ）は４フィールド遅延回路２０５の出力
、（ｃ）は減算器４０１の出力、（ｄ）は比較器３０４
の出力、（ｅ）は入力端子２１２から入力するタイミン
グ信号Ｔ１、（ｆ），（ｇ）は積分器３０５の内部信号
、（ｈ）は積分器３０５の出力、（ｉ）は遅延回路３０
６の出力、（ｊ）は反転／非反転器４０２の出力、（ｋ
）は差分器２１０の出力、（ｌ）はスイッチ回路２０３
の制御入力に入力する信号、（ｍ）はスイッチ回路２０
３の出力、（ｎ）は入力端子２２３から入力するタイミ
ング信号Ｔ２である。

【００７７】図８において、図９及び図１０の（ａ）に
示すテレビジョン信号は、入力端子２０１から入力し、
スイッチ回路２０３の一方の入力、４フィールド遅延回
路２０５の入力、比較器３０４の一方の入力、および減
算器４０１の一方の入力に与えられる。

【００７８】４フィールド遅延回路２０５は、先の具体
例と同様に、入力する信号を４フィールド遅延して出力
するので、（ｂ）に示すような信号が得られる。この出
力は、減算器４０１の他方の入力へ与えられる。よって
、減算器４０１では、（ａ）と（ｂ）に示す信号とが図
８に示す極性で減算され、（ｃ）のようにＧＣＲ信号以
外の信号が打ち消されたものが得られる。この減算結果
は、反転／非反転器４０２の一方の入力へ与えられる。

【００７９】一方、比較器３０４に与えられたテレビジ
ョン信号は、先の具体例と同様に、他方の入力に与える
しきい値”Ａ”と比較され、例えば、（ｄ）に示すよう
に２値化される。この２値化されたテレビジョン信号は
、積分器３０５の入力に与えられる。また、積分器３０
５には、タイミング信号発生器１１０から出力される（
ｅ）に示すタイミング信号Ｔ１が、入力端子２１２を介
して与えられる。

【００８０】積分器３０５は、先の具体例と同様に、４
フィールド遅延回路２０５に入力するＧＣＲ信号がバー
信号なのか、ペデスタル信号なのかを検出する。よって
、積分器３０５では、（ｄ）の２値化信号が入力した場
合、（ｆ）に示すようにバー信号が入力するフィールド
で、カウンタの計数値が大きくなり、この計数値を先の
具体例と同様に２値化し、（ｇ）に示すような信号を得
、タイミング信号Ｔ１の立ち下がりでこの信号を保持す
ることで（ｈ）のような判別信号を得る。尚、図９に記
載の実線ロは図１０に記載の矢印ロにつながるものであ
る。

【００８１】この判別信号は、遅延回路３０６の入力に
与えられ、比較器３０４に入力した信号が４フィールド
遅延回路２０５から出力され減算器４０１を介して反転
／非反転器３０２の入力に与えられるまでの時間遅延さ
れ、（ｉ）に示すように出力される。

【００８２】この遅延回路３０６の出力は、反転／非反
転器４０２の他方の入力に与えられる。この結果、反転
／非反転器４０２は減算器４０１からの信号を、遅延回
路３０６から得られる判別信号が「１」の場合には反転
して出力し、「０」の場合にはそのまま出力するように
動作する。よって、その出力には（ｊ）に示すように極
性の揃ったＧＣＲ信号が得られる。

【００８３】この反転／非反転器４０２の出力は、差分
器２１０で（ｋ）に示すような微分波形の差分信号とな
り、スイッチ回路２０３の他方の入力に与えられる。ま
た、このスイッチ回路２０３は、その制御入力に、タイ
ミング信号発生器１１０から出力される（ｌ）に示すタ
イミング信号Ｔ１が入力端子２１２を介して与えられ、
それにより、（ｍ）に示すように、差分器２１０からの
差分信号をもとの信号に多重して出力端子２０４へ出力
するよう、制御される。

【００８４】この出力端子２０４から導きだされる信号
は、伝送路歪み除去フィルタ１０４の入力端子２１３を
介して遅延回路２１４の入力と、タップ長Ｍ（Ｍは整数
）のトランスバーサルフィルタ２１９の入力端子４１９
に与えられる。この入力端子４１９から入力するテレビ
ジョン信号は、トランスバーサルフィルタ２１８を構成
するＭ個の乗算器４０３，４０４から４０５のそれぞれ
の一方の入力に与えられる。

【００８５】これらの乗算器４０３，４０４から４０５
の他方の入力には、入力端子２２３から入力するタップ
係数が、入力端子４２０を介して与えられる。また、Ｍ
−１個のレジスタ４０９，４１０から４１２で構成され
るトランスバーサルフィルタ２１９のタップ遅延線は、
それぞれ、入力を１サンプル遅延し、出力を、直後に配
置されるＭ−１個の加算器４１０から４１３の一方の入
力に与える。これら加算器４１０から４１３は、レジス
タ４０９，４１０から４１２の出力と、他方に入力する
乗算器４０３，４０４から４０５の出力とを順次加算す
る。この積和乗算結果は出力端子４２２を介して、加算
器２１５の一方の入力に与えられる。この加算器２１５
の他方の入力には、遅延回路２１４の出力が与えられる
。

【００８６】この遅延回路２１４は、トランスバーサル
フィルタ２１９の出力との位相を合わせるもので、今、
このトランスバーサルフィルタ２１９のセンタータップ
を、例えば、Ｍタップ目とすると、この遅延回路２１４
はＭサンプルの遅延を行なう。よって、トランスバーサ
ルフィルタ２１９からは、現信号に対しＭサンプル前ま
でに生じた歪みを打ち消すための歪み除去信号が得られ
、加算器２１５の出力には、この範囲の歪みが抑圧され
た信号が得られる。この加算器２１５の出力は、加算器
２１６の一方の入力に与えられる。

【００８７】加算器２１６の出力は、出力端子２１７と
、タップ長Ｌ（Ｌは整数）のトランスバーサルフィルタ
２２１の入力端子４２３を介してこれを構成するＬ個の
乗算器４０６から４０７，４０８のそれぞれの入力に与
えられる。これらの乗算器４０６から４０７，４０８の
他方の入力には、同様に入力端子２２２から入力するタ
ップ係数が、入力端子４２５を介して与えられる。

【００８８】また、Ｌ−１個のレジスタ４１５から４１
６，４１８により構成されるトランスバーサルフィルタ
２２１のタップ遅延線は、それぞれ、入力を１サンプル
遅延し、出力を、直後に配置されるＬ−１個の加算器４
１４から４１７の入力に与える。これらの加算器４１４
から４１７は、レジスタ４１５から４１６，４１８の出
力と、他方に入力する乗算器４０６から４０７，４０８
の出力とを順次加算する。この積和乗算結果は、出力端
子４２６を介して加算器２１６の他方の入力へ与えられ
る。よって、トランスバーサルフィルタ２２１からは、
現信号に対しＬサンプル後までに生じた歪みを打ち消す
ための歪み除去信号が得られ、加算器２１６の出力には
、この範囲の歪みが抑圧された信号が得られる。

【００８９】以上のことから、伝送路歪み除去フィルタ
１０４の出力２１７には、現信号に対して−Ｍから＋Ｌ
サンプルの範囲の歪みを除去した信号を得ることができ
る。トランスバーサルフィルタ２１９のタップ遅延線を
構成するレジスタ４０９，４１１から４１２は、初期化
端子付きのレジスタであり、この初期化端子は、入力端
子４２０と接続される。同様に、トランスバーサルフィ
ルタ２２１のタップ遅延線を構成するレジスタ４１５か
ら４１６，４１８も、初期化端子付きのレジスタであり
、この初期化端子は、入力端子４２４と接続される。 このトランスバーサルフィルタ２１９，２２１の入力端
子４２０，４２４には、タイミング信号発生器１１０か
ら出力されるタイミング信号Ｔ２が入力端子２２３を介
して与えられる。

【００９０】レジスタ４０９，４１１から４１２、およ
び４１５から４１６，４１８の初期化端子に導かれるタ
イミング信号Ｔ２は、例えば、（ｎ）に示すように、再
挿入されたＧＣＲ信号の最初のサンプル値がトランスバ
ーサルフィルタに入力するタイミングで１サンプル期間
「０」となり、このタイミングで先のレジスタ全ての内
容が、例えば、ゼロといった値に初期化される。よって
、これらレジスタに格納されていた前ラインの信号から
作成された歪み除去信号が初期値に置き換わるので、こ
れ以降に入力する再挿入されたＧＣＲ信号は、これの影
響をうけることがない。

【００９１】したがって、本具体例においても、先の具
体例と同様に、伝送シーケンスをデコードし差分処理し
た差分信号を毎フィールド、制御器１０９へ供給するこ
とができるので、タップ係数の更新の度に、８フィール
ドシーケンス処理や差分処理の待ち時間が不要になり、
歪み除去の繰り返し処理に要する時間の短縮が可能とな
る。

【００９２】また、本具体例では、シーケンスデコード
処理における極性判別を入力信号から行なわず、減算結
果を制御して極性をそろえるので、先の具体例に対して
１Ｈ遅延回路や反転／非反転器を削減でき、その回路規
模低減の効果も得られる。さらに、再挿入した差分信号
がトランスバーサルフィルタに入力する直前で前ライン
の信号から作成された歪み除去信号を排除できるので、
前ラインの歪み除去も可能である。

【００９３】なお、本具体例においても、再挿入する差
分信号を他のラインに挿入する場合には、入力端子２０
１からスイッチ回路２０３に至る経路に遅延線を設ける
か、反転／非反転器４０２からスイッチ回路２０３に至
る経路に遅延線を設けることにより可能である。さらに
、先の具体例と同様に、４フィールド遅延回路２０５を
時分割動作させることで、そのメモリ容量を削減するこ
とも可能である。

【００９４】なお、以上の具体例の基準信号前処理回路
１０３と伝送路歪み除去フィルタ１０４とを任意に組み
合わせても、所望の動作を実現できることは自明である
。次に、図１のゴースト除去装置を構成する基準信号前
処理回路１０３と伝送路歪み除去フィルタ１０４の第４
の具体例を、図１１及び図３，図４を用いて説明する。

【００９５】図１１は図１における基準信号前処理回路
１０３及び伝送路歪み除去フィルタ１０４の第４の具体
例を示すブロック図である。図１１において、８０１、
８０４、８０６は減算器、８０２、８０３はレジスタ、
８０５は１フィールド遅延回路、８０７は乗算器で、そ
の他、図２と同一符号のものは同一機能を示す。なお、
図１１では、差分器２１０の構成について詳細に表して
ある。

【００９６】本具体例は、図２の具体例において、差分
器２１０の後段にノイズ除去回路を加えたものである。 では、図１１における要部信号の波形図として図３及び
図４を参照して、以下、動作を説明する。図２の具体例
と同様に、図１１において、図３及び図４の（ａ）に示
すテレビジョン信号は、入力端子２０１から入力し、１
Ｈ遅延回路２０２で１Ｈ遅延されてスイッチ回路２０３
の一方の入力に与えられる。また、このテレビジョン信
号は、４フィールド遅延回路２０５の入力、および減算
器２０６の一方の入力にも与えられる。

【００９７】４フィールド遅延回路２０５は、入力を４
フィールド遅延して出力し、（ｂ）に示すような出力が
得られる。この出力は減算器２０６の他方の入力に導か
れ、（ａ）に示す信号と図１１に示す極性で減算され、
（ｃ）に示すようなＧＣＲ信号以外の信号が打ち消され
たものが得られる。この減算結果は、１Ｈ遅延回路２０
７で１Ｈ遅延されて反転／非反転器２０８の一方の入力
へ与えられる。また、この減算結果の符号を示す符号ビ
ットは、積分器２０９の入力に導かれる。

【００９８】積分器２０９は、図２の具体例と同様に、
前記符号ビットを積分し、先の減算結果において負極性
となったフィールドのＧＣＲ信号を検出する。そして、
この積分結果が積分器２０９の出力より、（ｅ）に示す
タイミング信号Ｔ１の立ち下がりのタイミングで、反転
／非反転器２０８の一方の入力に与えられる。反転／非
反転器２０８も図２の具体例と同様に動作し、１Ｈ遅延
回路２０７から供給される信号のうち負極性のＧＣＲ信
号が反転され、その出力には（ｉ）に示すような信号の
極性の揃ったＧＣＲ信号が毎フィールド得られる。この
反転／非反転器２０８の出力は、差分器２１０の入力に
導かれる。

【００９９】差分器２１０は、減算器８０１、レジスタ
８０２，８０３から構成され、反転／非反転器２０８の
出力が減算器８０１の一方の入力とレジスタ８０２の入
力に導かれる。また、レジスタ８０２の出力はレジスタ
８０３の入力に与えられ、レジスタ８０３の出力は減算
器８０１の他方の入力に導かれる。レジスタ８０２，８
０３は、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）の標本化クロックに
て駆動され、入力をこのクロックの周期で遅延して出力
する。よって、減算器８０１では、２クロック分位相の
ずれた信号の減算が行なわれ、（ｊ）に示すような微分
波形の差分信号がその出力に得られる。この減算器８０
１の出力は、差分器２１０の出力として、ノイズ除去回
路に導かれる。

【０１００】ノイズ除去回路は、減算器８０４，８０６
、乗算器８０７、１フィールド遅延回路８０５から構成
される巡回型のディジタルフィルタであり、差分器２１
０の出力は、減算器８０４、８０６それぞれの一方の入
力に導かれる。減算器８０４の出力は、スイッチ回路２
０３の他方の入力と、１フィールド遅延回路８０５の入
力に与えられる。１フィールド遅延回路８０５は、入力
する信号を遅延して、減算器８０６の他方の入力に出力
する。減算器８０６の出力は、乗算器８０７で係数Ｋ１
が乗じられ、減算器８０４の他方の入力へ与えられる。

【０１０１】よって、減算器８０６の出力には、１フィ
ールド遅延した信号との差が得られることになる。差分
器２１０から出力される差分処理された差分信号につい
ては、毎フィールド供給されるので１フィールド間差は
ゼロであり、減算器８０６の出力に得られるのは、相関
のないノイズ成分となる。このノイズ信号は、乗算器８
０７で係数Ｋ１（０＜Ｋ１＜１）が乗じられ、減算器８
０４においてもとの信号から差し引かれるので、その出
力にはノイズの除去されたＧＣＲ信号が得られる。

【０１０２】このノイズ除去回路の伝達関数Ｎ１（Ｚ）
、Ｓ／Ｎ比の改善度と時定数Ｔは、から求めることがで
きる。よって、減算器８０４の出力には、信号が入力し
た時点から時定数Ｔの後、上記（数２）式から求められ
る改善効果を有した差分処理された差分信号を毎フィー
ルド得ることができる。

【０１０３】この減算器８０４の出力は、スイッチ回路
２０３の他方の入力に導かれる。また、このスイッチ回
路２０３は、その制御入力に、（ｋ）に示すような１Ｈ
遅延回路２１１で１Ｈ遅延したタイミング信号Ｔ１が与
えられ、それにより、（ｌ）に示すように、ノイズ除去
と差分処理された差分信号をもとの信号に多重し、出力
端子２０４へ出力するよう制御する。

【０１０４】この出力端子２０４から導きだされる信号
は、伝送路歪み除去フィルタ１０４の入力端子２１３へ
導かれる。伝送路歪み除去フィルタ１０４は、図２の具
体例と同様に動作するので、多重した差分信号について
も正しく処理が行なわれ、制御器１０９は、この差分信
号から、トランスバーサルフィルタに与えるタップ係数
を算出する。

【０１０５】よって、本具体例によれば、先の具体例と
同様に、伝送シーケンスをデコードし差分処理した差分
信号を毎フィールド、制御器１０９へ供給することがで
きるので、タップ係数の更新の度に、８フィールドシー
ケンス処理や差分処理の待ち時間が不要となり、歪み除
去の繰り返し処理に要する時間の短縮が可能となる効果
がある。また、ノイズ除去処理された差分信号を毎フィ
ールド供給可能にできるので、制御器１０９におけるノ
イズ除去処理に要する時間がゼロとなり、歪み除去の繰
り返し処理の要する時間をさらに短縮可能にできる。

【０１０６】なお、本具体例においても、デコード処理
、差分処理、ノイズ除去処理を行なった差分信号を再挿
入する際、もとのラインに挿入する必要のない場合には
、１Ｈ遅延回路を不要にでき、回路規模の削減が図れる
。また、この１Ｈ遅延回路２０２の遅延時間を１Ｈ単位
で操作することにより、前記差分信号を再挿入するライ
ンを任意に選択することもできる。

【０１０７】さらに、差分器２１０の差分において、２
クロック差分で示したが、１クロックの差分でも２クロ
ック以上の差分でも、制御器１０９の内部基準信号で対
応するため、同等の効果がある。これは、レジスタ８０
２に縦続に接続するレジスタの数を変更することで実現
可能である。

【０１０８】また、ノイズ除去回路に供給する差分信号
のデコード手段として、他の具体例の適用が可能なこと
は自明であり、同様に、他の伝送路歪み除去フィルタ１
０４の具体例との組み合わせが可能なことも自明である
。次に、図１のゴースト除去装置を構成する基準信号前
処理回路１０３と伝送路歪み除去フィルタ１０４の第５
の具体例を、図１２及び図３，図４を用いて説明する。

【０１０９】図１２は図１における基準信号前処理回路
１０３及び伝送路歪み除去フィルタ１０４の第５の具体
例を示すブロック図である。図１２において、９０１は
減算器、９０２は乗算器、９０３は加算器、９０４は１
フィールド遅延回路で、その他、図１１または図２と同
一符号のものは同一機能を示す。

【０１１０】本具体例は、図１１の具体例において、差
分器２１０の後段のノイズ除去回路を他のノイズ除去回
路に代えたものである。では、図１２における要部信号
の波形図として図３及び図４を参照して、以下、動作を
説明する。図１１または図２の具体例と同様に、図１２
において、図３及び図４の（ａ）に示すテレビジョン信
号は、（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子２０
１から入力し、１Ｈ遅延回路２０２で１Ｈ遅延されてス
イッチ回路２０３の一方の入力に与えられる。また、こ
のテレビジョン信号は、４フィールド遅延回路２０５の
入力、および減算器２０６の一方の入力にも与えられる
。

【０１１１】４フィールド遅延回路２０５は、入力を４
フィールド遅延して出力し、（ｂ）に示すような出力が
得られる。この出力は減算器２０６の他方の入力に導か
れ、（ａ）に示す信号と図１２に示す極性で減算され、
（ｃ）に示すようなＧＣＲ信号以外の信号が打ち消され
たものが得られる。この減算結果は、１Ｈ遅延回路２０
７で１Ｈ遅延されて反転／非反転器２０８の一方の入力
へ与えられる。また、この減算結果の符号を示す符号ビ
ットは、積分器２０９の入力に導かれる。

【０１１２】積分器２０９は、図１１または図２の具体
例と同様に、前記符号ビットを積分し、先の減算結果に
おいて負極性となったフィールドのＧＣＲ信号を検出す
る。そして、この積分結果が積分器２０９の出力より、
（ｅ）に示すタイミング信号Ｔ１の立ち下がりのタイミ
ングで、反転／非反転器２０８の一方の入力に与えられ
る。

【０１１３】反転／非反転器２０８も図１１または図２
の具体例と同様に動作し、１Ｈ遅延回路２０７から供給
される信号のうち負極性のＧＣＲ信号が反転され、その
出力には（ｉ）に示すような信号の極性の揃ったＧＣＲ
信号が毎フィールド得られる。この反転／非反転器２０
８の出力は、差分器２１０の入力に導かれる。差分器２
１０では、２クロック差分処理が行なわれ、（ｊ）に示
すような微分波形の差分信号がその出力に得られる。差
分器２１０の出力は、ノイズ除去回路に出力される。

【０１１４】ノイズ除去回路は、減算器９０１、乗算器
９０２、加算器９０３、１フィールド遅延回路９０４か
ら構成される巡回型のディジタルフィルタであり、差分
器２１０の出力は、減算器９０１の一方の入力に導かれ
る。減算器９０１の出力は、乗算器９０２で係数Ｋ２（
１＜Ｋ２＜０）が乗じられ、加算器９０３の他方の入力
へ与えられる。加算器９０３の出力は、スイッチ回路２
０３の一方の入力と、１フィールド遅延回路９０４の入
力に与えられる。

【０１１５】１フィールド遅延回路９０４は、入力する
信号を遅延して、減算器９０１、加算器９０３それぞれ
の他方の入力に出力する。本具体例のノイズ除去回路の
伝達関数Ｎ２（Ｚ）は、 となり、ここでＫ２＝１−Ｋ１とすると、（数５）式は
、（数２）式と同じ形となり、先の具体例と同様な伝達
特性を有するものとなることがわかる。

【０１１６】よって、本具体例においても、先の具体例
と同様なＳ／Ｎの改善効果を有した差分処理された差分
信号を毎フィールド、加算器９０３の出力に得ることが
できる。加算器９０３の出力は、スイッチ回路２０３の
他方の入力に導かれる。また、このスイッチ回路２０３
は、その制御入力に、（ｋ）に示すような１Ｈ遅延回路
２１１で１Ｈ遅延したタイミング信号Ｔ１が与えられ、
それにより、（ｌ）に示すように、ノイズ除去と差分処
理された差分信号をもとの信号に多重し、出力端子２０
４へ出力するよう制御する。

【０１１７】この出力端子２０４から導きだされる信号
は、伝送路歪み除去フィルタ１０４の入力端子２１３へ
導かれる。伝送路歪み除去フィルタ１０４は、図１１ま
たは図２の具体例と同様に動作するので、多重した差分
信号についても正しく処理が行なわれ、制御器１０９は
、この差分信号から、トランスバーサルフィルタに与え
るタップ係数を算出する。よって、本具体例においても
、先の具体例と同様に、伝送シーケンスをデコードし、
差分処理した差分信号を毎フィールド、制御器１０９へ
供給することができるので、タップ係数の更新の度に８
フィールドシーケンス処理や差分処理の待ち時間が不要
となり、歪み除去の繰り返し処理に要する時間の短縮が
可能となる効果がある。

【０１１８】また、ノイズ除去処理された差分信号を毎
フィールド供給可能にできるので、制御器１０９におけ
るノイズ除去処理に要する時間がゼロとなり、歪み除去
の繰り返し処理の要する時間をさらに短縮可能にできる
。なお、本具体例においても、デコード処理、差分処理
、ノイズ除去処理を行なった差分信号を再挿入する際、
もとのラインに挿入する必要のない場合には、１Ｈ遅延
回路を不要にでき、回路規模の削減が図れる。また、こ
の１Ｈ遅延回路２０２の遅延時間を１Ｈ単位で操作する
ことにより、前記差分信号を再挿入するラインを任意に
選択することもできる。

【０１１９】さらに、差分器２１０の差分において、２
クロック差分で示したが、１クロックの差分でも２クロ
ック以上の差分でも、制御器１０９の内部基準信号で対
応するため、同等の効果がある。また、ノイズ除去回路
に供給する差分信号のデコード手段として、他の具体例
の適用が可能なことは自明であり、同様に、他の伝送路
歪み除去フィルタ１０４の具体例との組み合わせが可能
なことも自明である。

【０１２０】なお、図１１，図１２で説明したノイズ除
去回路を差分器２１０の前段に配置し、ノイズ除去後の
信号を差分処理する構成とすることも可能である。以上
、説明では、ゴースト検出に８フィールドシーケンスの
ＧＣＲ信号を用いたが、他の基準信号でも同様な機能を
持たせることができる。

【０１２１】例えば、基準信号としてｓｉｎＸ／Ｘその
ものを直接用いる場合には、基準信号前処理回路１０３
として８フィールドシーケンス処理や差分処理を除き、
スイッチ回路２０３で可能である。必要に応じては、減
算器８０４、減算器８０６、１フィールド遅延回路８０
５、乗算器８０７で構成するノイズ除去回路や減算器９
０１、乗算器９０２、加算器９０３、１フィールド遅延
回路９０４で構成するノイズ除去回路を通した後、スイ
ッチ回路２０３で構成することも可能である。

【０１２２】次に、本発明の他の実施例としてのゴース
ト除去装置を、図１３を用いて説明する。図１３は本発
明の他の実施例としてのゴースト除去装置を示すブロッ
ク図である。図１３において、１００１は２値化回路、
１００２は相関演算回路であり、その他、図１または図
２と同一符号のものは同一機能を示す。

【０１２３】本実施例では、特開昭６３−１２１３９２
号公報で示されるような、ランダム信号を用いてゴース
ト除去を行うものである。特開昭６３−１２１３９２号
公報の第３図に示されるように、受信されたランダム信
号とその信号を２値化した信号との相関を取ると、基準
となる自己相関とゴーストによる相関が得られるもので
ある。

【０１２４】本実施例では、基準信号前処理回路１０３
において、受信されたランダム信号が２値化回路１００
１で２値化され、相関演算回路１００２でその２値化さ
れた信号と受信されたランダム信号との相関が取られる
。その結果として得られた信号と映像信号とをスイッチ
回路２０３で逐次切り替えて、伝送路歪み除去フィルタ
１０４に送り、図１と同様に、逐次そのタップ係数を更
新する。必要に応じては、スイッチ回路２０３の前に、
減算器８０４、減算器８０６、１フィールド遅延回路８
０５、乗算器８０７で構成するノイズ除去回路や減算器
９０１、乗算器９０２、加算器９０３、１フィールド遅
延回路９０４で構成するノイズ除去回路を設けることで
、ランダム信号列の異なる系列の相関結果との平均化操
作を行うことができ、より測定精度の高いゴースト検出
除去も可能となる。

【０１２５】本実施例によれば、ゴースト除去用の基準
信号としてランダム信号を用いた場合でも、先の実施例
と同様に、相関演算処理した基準信号を毎フィールド制
御器へ供給することができるので、タップ係数の更新の
度に相関演算処理やノイズ除去処理の待ち時間が不要に
なり、歪み除去の繰り返し処理に要する時間の短縮が可
能となる。

【０１２６】

【発明の効果】本発明によれば、伝送路歪み除去フィル
タの前段で差分波形が得られており、その差分波形に重
畳された歪み成分は変化することがないので、ここに配
置されたシーケンスデコード処理や差分処理あるいはノ
イズ除去処理は、常時８フィールド前までの信号を使っ
てデコード処理することが可能となり、制御手段ではシ
ーケンスデコードの処理などが施された基準信号を毎回
利用して伝送路歪み除去フィルタの制御を行なうことが
でき、全体の除去時間を短縮できる効果がある。

【０１２７】また、歪み除去過程において、伝送特性を
急激に変化させるような歪み除去動作中には、伝送され
たままのＧＣＲ信号を送出しないようにできるので、ゴ
ースト除去装置が縦続に配置されるような場合に、後段
のゴースト除去装置の誤動作を防止することができる効
果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのゴースト除去装置を
示すブロック図である。

【図２】図１における基準信号前処理回路１０３及び伝
送路歪み除去フィルタ１０４の第１の具体例を示すブロ
ック図である。

【図３】図２における要部信号波形の一例を示す波形図
である。

【図４】図２における要部信号波形の一例を示す波形図
である。

【図５】図１における基準信号前処理回路１０３及び伝
送路歪み除去フィルタ１０４の第２の具体例を示すブロ
ック図である。

【図６】図５における要部信号波形の一例を示す波形図
である。

【図７】図５における要部信号波形の一例を示す波形図
である。

【図８】図１における基準信号前処理回路１０３及び伝
送路歪み除去フィルタ１０４の第３の具体例を示すブロ
ック図である。

【図９】図８における要部信号波形の一例を示す波形図
である。

【図１０】図８における要部信号波形の一例を示す波形
図である。

【図１１】図１における基準信号前処理回路１０３及び
伝送路歪み除去フィルタ１０４の第４の具体例を示すブ
ロック図である。

【図１２】図１における基準信号前処理回路１０３及び
伝送路歪み除去フィルタ１０４の第５の具体例を示すブ
ロック図である。

【図１３】本発明の他の実施例としてのゴースト除去装
置を示すブロック図である。

【図１４】一般的なＧＣＲ信号の８フィールドシーケン
スを示す概念図である。

【符号の説明】

１０１…テレビジョン信号の入力端子、１０２…Ａ／Ｄ
変換器、１０３…基準信号前処理回路、１０４…伝送路
歪み除去フィルタ、１０５…差し換え信号発生器、１０
６…スイッチ回路、１０７…Ｄ／Ａ変換器、１０８…テ
レビジョン信号の出力端子、１０９…制御器、１１０…
タイミング信号発生器。

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　テレビジョン信号の伝送路の歪みとし
   てのゴースト成分を該テレビジョン信号から除去するゴ
   ースト除去装置において、ゴースト成分検出に用いる第
   １の基準信号が多重されて伝送されてくる前記テレビジ
   ョン信号を入力とし、該テレビジョン信号より前記第１
   の基準信号を抽出し所定の信号処理を施して該第１の基
   準信号とは異なる第２の基準信号を得、該第２の基準信
   号を前記第１の基準信号に代えて前記テレビジョン信号
   に多重して出力する基準信号前処理手段と、少なくとも
   トランスバーサルフィルタを含み、前記基準信号前処理
   手段の出力であるテレビジョン信号を入力され伝送路歪
   みとしてのゴースト成分を除去して出力すべき伝送路歪
   み除去フィルタと、該伝送路歪み除去フィルタの出力信
   号から前記第２の基準信号を取り出してそれにより伝送
   路歪みとしてのゴースト成分を検出し、それに従って前
   記伝送路歪み除去フィルタ内のトランスバーサルフィル
   タのタップ係数を制御することにより該伝送路歪み除去
   フィルタをして伝送路歪みとしてのゴースト成分を除去
   せしめる制御手段と、を具備して成ることを特徴とする
   ゴースト除去装置。
2. 【請求項２】　　請求項１に記載のゴースト除去装置に
   おいて、前記基準信号前処理手段は、得られた前記第２
   の基準信号を前記テレビジョン信号に多重すべく、前記
   第１の基準信号に代えて前記第２の基準信号を前記テレ
   ビジョン信号に挿入する基準信号挿入手段を含むことを
   特徴とするゴースト除去装置。
3. 【請求項３】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段の
   入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を、その
   極性を一定の極性にそろえて出力する演算手段と、入力
   信号と該入力信号をある一定期間遅延した信号との差分
   を演算により求めて出力する差分演算処理手段と、前記
   演算手段の出力信号もしくは前記差分演算処理手段の出
   力信号についてノイズ除去を行うノイズ除去手段と、を
   含むことを特徴とするゴースト除去装置。
4. 【請求項４】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段の
   入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を、その
   極性を一定の極性にそろえて出力する演算手段と、該演
   算手段の出力信号と該出力信号をある一定期間遅延した
   信号との差分を演算により求めて出力する差分演算処理
   手段と、を含むことを特徴とするゴースト除去装置。
5. 【請求項５】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力信号
   と該入力信号をある一定期間遅延した信号との差分を演
   算により求めて出力する差分演算処理手段を含むことを
   特徴とするゴースト除去装置。
6. 【請求項６】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段の
   入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を出力す
   る減算手段と、該減算手段の出力信号を１Ｈ（但し、Ｈ
   は水平走査周期である）遅延して出力する１Ｈ遅延手段
   と、前記減算手段の出力信号における符号を示す信号を
   積分して出力する積分手段と、前記１Ｈ遅延手段の出力
   信号を、その極性を該積分手段の出力信号に応じて反転
   して出力する反転／非反転手段と、入力信号と該入力信
   号をある一定期間遅延した信号との差分を演算により求
   めて出力する差分演算処理手段と、前記反転／非反転手
   段の出力信号もしくは前記差分演算処理手段の出力信号
   についてノイズ除去を行うノイズ除去手段と、を含むこ
   とを特徴とするゴースト除去装置。
7. 【請求項７】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段の
   入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を出力す
   る減算手段と、該減算手段の出力信号を１Ｈ（但し、Ｈ
   は水平走査周期である）遅延して出力する１Ｈ遅延手段
   と、前記減算手段の出力信号における符号を示す信号を
   積分して出力する積分手段と、前記１Ｈ遅延手段の出力
   信号を、その極性を該積分手段の出力信号に応じて反転
   して出力する反転／非反転手段と、該反転／非反転手段
   の出力信号と該出力信号をある一定期間遅延した信号と
   の差分を演算により求めて出力する差分演算処理手段と
   、を含むことを特徴とするゴースト除去装置。
8. 【請求項８】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、入力された前記テレビジョ
   ン信号を一定のしきい値と比較し、その比較結果を出力
   する比較手段と、該比較手段の出力信号を積分して出力
   する積分手段と、該積分手段の出力信号を遅延して出力
   する遅延手段と、前記４フィールド遅延手段の入力信号
   と出力信号とを、両者のうち前記遅延手段の出力信号に
   応じていずれか一方の極性を反転した後、加算して出力
   する演算手段と、入力信号と該入力信号をある一定期間
   遅延した信号との差分を演算により求めて出力する差分
   演算処理手段と、前記演算手段の出力信号もしくは前記
   差分演算処理手段の出力信号についてノイズ除去を行う
   ノイズ除去手段と、を含むことを特徴とするゴースト除
   去装置。
9. 【請求項９】　　請求項１または２に記載のゴースト除
   去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力され
   た前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力す
   る４フィールド遅延手段と、入力された前記テレビジョ
   ン信号を一定のしきい値と比較し、その比較結果を出力
   する比較手段と、該比較手段の出力信号を積分して出力
   する積分手段と、該積分手段の出力信号を遅延して出力
   する遅延手段と、前記４フィールド遅延手段の入力信号
   と出力信号とを、両者のうち前記遅延手段の出力信号に
   応じていずれか一方の極性を反転した後、加算して出力
   する演算手段と、該演算手段の出力信号と該出力信号を
   ある一定期間遅延した信号との差分を演算により求めて
   出力する差分演算処理手段と、を含むことを特徴とする
   ゴースト除去装置。
10. 【請求項１０】　　請求項１または２に記載のゴースト
    除去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力さ
    れた前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力
    する４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段
    の入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を出力
    する減算手段と、入力された前記テレビジョン信号を一
    定のしきい値と比較し、その比較結果を出力する比較手
    段と、該比較手段の出力信号を積分して出力する積分手
    段と、該積分手段の出力信号を遅延して出力する遅延手
    段と、前記減算手段の出力信号を、その極性を前記遅延
    手段の出力信号に応じて反転して出力する反転／非反転
    手段と、入力信号と該入力信号をある一定期間遅延した
    信号との差分を演算により求めて出力する差分演算処理
    手段と、前記反転／非反転手段の出力信号もしくは前記
    差分演算処理手段の出力信号についてノイズ除去を行う
    ノイズ除去手段と、を含むことを特徴とするゴースト除
    去装置。
11. 【請求項１１】　　請求項１または２に記載のゴースト
    除去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力さ
    れた前記テレビジョン信号を４フィールド遅延して出力
    する４フィールド遅延手段と、該４フィールド遅延手段
    の入力信号と出力信号とを減算し、得られた信号を出力
    する減算手段と、入力された前記テレビジョン信号を一
    定のしきい値と比較し、その比較結果を出力する比較手
    段と、該比較手段の出力信号を積分して出力する積分手
    段と、該積分手段の出力信号を遅延して出力する遅延手
    段と、前記減算手段の出力信号を、その極性を前記遅延
    手段の出力信号に応じて反転して出力する反転／非反転
    手段と、該反転／非反転手段の出力信号と該出力信号を
    ある一定期間遅延した信号との差分を演算により求めて
    出力する差分演算処理手段と、を含むことを特徴とする
    ゴースト除去装置。
12. 【請求項１２】　　請求項１または２に記載のゴースト
    除去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力さ
    れた前記テレビジョン信号を２値化して出力する２値化
    手段と、該２値化手段の入力信号と出力信号との相関を
    演算により求めて出力する相関演算手段と、を含むこと
    を特徴とするゴースト除去装置。
13. 【請求項１３】　　請求項１または２に記載のゴースト
    除去装置において、前記基準信号前処理手段は、入力さ
    れた前記テレビジョン信号を２値化して出力する２値化
    手段と、該２値化手段の入力信号と出力信号との相関を
    演算により求めて出力する相関演算手段と、該相関演算
    手段の出力信号についてノイズ除去を行うノイズ除去手
    段と、を含むことを特徴とするゴースト除去装置。