JPH05129865A - 分配器の設計方法 - Google Patents
分配器の設計方法Info
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- JPH05129865A JPH05129865A JP31546491A JP31546491A JPH05129865A JP H05129865 A JPH05129865 A JP H05129865A JP 31546491 A JP31546491 A JP 31546491A JP 31546491 A JP31546491 A JP 31546491A JP H05129865 A JPH05129865 A JP H05129865A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 分配器における端子間結合損失を大きくする
こと。 【構成】 端子間の結合損失を所定値以上とするように
吸収抵抗のレジスタンスを決定する方法において、分配
トランスＴの端子間OUT1,OUT2 の使用帯域におけるイン
ピーダンスＺr を求め、そのインピーダンスのレジスタ
ンスＲr と等しい値を有する等価抵抗と、分配端子間に
挿入される吸収抵抗ＲA との並列接続回路のレジスタン
スが、分配端子から負荷側を見たレジスタンスＲの略２
倍に等しくなるように、吸収抵抗のレジスタンスを決定
すること。分配トランスの端子間の使用帯域におけるイ
ンピーダンスＺr のレジスタンスＲr が、分配端子から
負荷側を見たレジスタンスＲの略２倍に等しくなるよう
に、フェライトコアの材質、形状を決定すること。
こと。 【構成】 端子間の結合損失を所定値以上とするように
吸収抵抗のレジスタンスを決定する方法において、分配
トランスＴの端子間OUT1,OUT2 の使用帯域におけるイン
ピーダンスＺr を求め、そのインピーダンスのレジスタ
ンスＲr と等しい値を有する等価抵抗と、分配端子間に
挿入される吸収抵抗ＲA との並列接続回路のレジスタン
スが、分配端子から負荷側を見たレジスタンスＲの略２
倍に等しくなるように、吸収抵抗のレジスタンスを決定
すること。分配トランスの端子間の使用帯域におけるイ
ンピーダンスＺr のレジスタンスＲr が、分配端子から
負荷側を見たレジスタンスＲの略２倍に等しくなるよう
に、フェライトコアの材質、形状を決定すること。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＣＡＴＶシステム等に
使用される高周波信号を分配する分配器の設計方法に関
する。特に、端子間の結合損失を大きくするための設計
方法に関する。
使用される高周波信号を分配する分配器の設計方法に関
する。特に、端子間の結合損失を大きくするための設計
方法に関する。
【０００２】
【従来技術】従来、図１０に示す等価回路のように使用
される分配トランスＴが知られている。この分配トラン
スＴは、ファライトコアにコイルＬ1 、Ｌ2 が捲回され
ている。そして、それぞれのコイルＬ2 、Ｌ3 の一方の
端子OUT1、OUT2が分配端子となり、分配端子OUT1、OUT2
にレジスタンスＲの線路が接続される。この回路におい
て、分配端子OUT1、OUT2間の結合損失を最大とするため
に、即ち、分配端子OUT1、OUT2間をアイソレートするた
めに、分配端子OUT1、OUT2間に吸収抵抗ＲA が挿入され
ている。吸収抵抗ＲA のレジスタンスは線路のレジスタ
ンスＲの２倍に設定されている。この時、分配端子OUT
1、OUT2間の結合損失は理論的には無限大、即ち、完全
に絶縁分離されることが知られている。
される分配トランスＴが知られている。この分配トラン
スＴは、ファライトコアにコイルＬ1 、Ｌ2 が捲回され
ている。そして、それぞれのコイルＬ2 、Ｌ3 の一方の
端子OUT1、OUT2が分配端子となり、分配端子OUT1、OUT2
にレジスタンスＲの線路が接続される。この回路におい
て、分配端子OUT1、OUT2間の結合損失を最大とするため
に、即ち、分配端子OUT1、OUT2間をアイソレートするた
めに、分配端子OUT1、OUT2間に吸収抵抗ＲA が挿入され
ている。吸収抵抗ＲA のレジスタンスは線路のレジスタ
ンスＲの２倍に設定されている。この時、分配端子OUT
1、OUT2間の結合損失は理論的には無限大、即ち、完全
に絶縁分離されることが知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、本発明者が現
実に分配器の端子間結合損失特性を測定してみた結果、
上記のようにレジスタンスが決定された吸収抵抗ＲA の
挿入された分配器でも、スペースケーブルネット等のよ
うな2000MHz 程度の高周波帯域で使用すると、必ずしも
分配端子間の良好な絶縁分離が行われていないことを初
めて見い出した。又、極端な場合には、吸収抵抗ＲA が
なくとも、上述した値に設計された吸収抵抗ＲA を挿入
した場合と、同程度の端子間結合損失が得られることも
初めて見い出された。
実に分配器の端子間結合損失特性を測定してみた結果、
上記のようにレジスタンスが決定された吸収抵抗ＲA の
挿入された分配器でも、スペースケーブルネット等のよ
うな2000MHz 程度の高周波帯域で使用すると、必ずしも
分配端子間の良好な絶縁分離が行われていないことを初
めて見い出した。又、極端な場合には、吸収抵抗ＲA が
なくとも、上述した値に設計された吸収抵抗ＲA を挿入
した場合と、同程度の端子間結合損失が得られることも
初めて見い出された。
【０００４】このような結果となる理由について、発明
者は色々に考察した結果、次のことを考え出すに至っ
た。 (1)分配トランスはフェライトコアにコイルを捲回して
使用していることから、ファライトコアの高周波帯域に
おける電力損失が問題となる。 (2)従って、分配トランスのインピーダンスのレジスタ
ンスが高周波帯域では無視できない程大きい。 (3)これには、フェライトコアの複素透磁率の実数成分
と虚数成分の周波数特性が関係している。
者は色々に考察した結果、次のことを考え出すに至っ
た。 (1)分配トランスはフェライトコアにコイルを捲回して
使用していることから、ファライトコアの高周波帯域に
おける電力損失が問題となる。 (2)従って、分配トランスのインピーダンスのレジスタ
ンスが高周波帯域では無視できない程大きい。 (3)これには、フェライトコアの複素透磁率の実数成分
と虚数成分の周波数特性が関係している。
【０００５】以上の結論が正しいことは発明者の実験に
より確かめられた。以上の結論から、本発明者は、分配
トランスにおいて分配端子間の結合損失を大きくするた
めの吸収抵抗のレジスタンスの設計においては、従来の
方法は高周波帯域においては不十分であり、使用帯域に
おける分配トランスの複素インピーダンスを求め、その
レジスタンスを考慮して吸収抵抗のレジスタンス又は、
フェライトコアの材質、形状を設計すべきものであるこ
とを着想するに至り本発明を完成させた。
より確かめられた。以上の結論から、本発明者は、分配
トランスにおいて分配端子間の結合損失を大きくするた
めの吸収抵抗のレジスタンスの設計においては、従来の
方法は高周波帯域においては不十分であり、使用帯域に
おける分配トランスの複素インピーダンスを求め、その
レジスタンスを考慮して吸収抵抗のレジスタンス又は、
フェライトコアの材質、形状を設計すべきものであるこ
とを着想するに至り本発明を完成させた。
【０００６】本発明の目的は、高周波帯域において、分
配器における分配端子間結合損失を大きくすることであ
る。
配器における分配端子間結合損失を大きくすることであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、電力を分配する分配トランスと、分配
トランスの分配端子間に挿入された吸収抵抗とを有する
分配器において、端子間の結合損失を所定値以上とする
ように吸収抵抗のレジスタンスを決定する方法におい
て、分配トランスの端子間の使用帯域におけるインピー
ダンスを求め、そのインピーダンスのレジスタンスと等
しい値を有する等価抵抗と、分配端子間に挿入される吸
収抵抗との並列接続回路のレジスタンスが、分配端子か
ら負荷側を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるよう
に、吸収抵抗のレジスタンスを決定することを特徴とす
る。又、他の発明は、分配トランスの端子間の使用帯域
におけるインピーダンスのレジスタンスが、分配端子か
ら負荷側を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるよう
に、フェライトコアの材質、形状を決定することを特徴
とする。
の発明の構成は、電力を分配する分配トランスと、分配
トランスの分配端子間に挿入された吸収抵抗とを有する
分配器において、端子間の結合損失を所定値以上とする
ように吸収抵抗のレジスタンスを決定する方法におい
て、分配トランスの端子間の使用帯域におけるインピー
ダンスを求め、そのインピーダンスのレジスタンスと等
しい値を有する等価抵抗と、分配端子間に挿入される吸
収抵抗との並列接続回路のレジスタンスが、分配端子か
ら負荷側を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるよう
に、吸収抵抗のレジスタンスを決定することを特徴とす
る。又、他の発明は、分配トランスの端子間の使用帯域
におけるインピーダンスのレジスタンスが、分配端子か
ら負荷側を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるよう
に、フェライトコアの材質、形状を決定することを特徴
とする。
【０００８】
【作用】分配トランスの端子間の使用帯域におけるイン
ピーダンスを求めて、そのインピーダンスのレジスタン
スを加味して、吸収抵抗のレジスタンスが決定される。
換言すれば、吸収抵抗を接続した状態で分配端子側から
分配トランスを見たインピーダンスのレジスタンスが１
つの分配端子側から負荷側を見たレジスタンスの２倍に
等しくなるように決定される。又、他の発明では、分配
トランスのインピーダンスのレジスタンスが１つの分配
端子側から負荷側を見たレジスタンスの２倍に等しくな
るように決定される。この条件による吸収抵抗のレジス
タンスを決定することで、分配端子間の絶縁分離が良好
となる。
ピーダンスを求めて、そのインピーダンスのレジスタン
スを加味して、吸収抵抗のレジスタンスが決定される。
換言すれば、吸収抵抗を接続した状態で分配端子側から
分配トランスを見たインピーダンスのレジスタンスが１
つの分配端子側から負荷側を見たレジスタンスの２倍に
等しくなるように決定される。又、他の発明では、分配
トランスのインピーダンスのレジスタンスが１つの分配
端子側から負荷側を見たレジスタンスの２倍に等しくな
るように決定される。この条件による吸収抵抗のレジス
タンスを決定することで、分配端子間の絶縁分離が良好
となる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図１は、分配トランスＴの高周波帯域における
等価回路である。コイルＬ1 Ｌ2 は理想トランスを構成
する理想インダクタであり、漏れ磁束、巻線抵抗、線間
容量はない。これに対して、現実の分配トランスＴは高
周波帯域において、漏れインダクタンス、フェライトコ
アのヒステリシス損及び渦電流損、残留損等による漏れ
抵抗を有する。よって、現実の分配トランスＴは理想ト
ランスと異なり等価抵抗Ｒr と等価インダクタＸｒとを
有した複素インピーダンス素子と考えなければならな
い。これに巻線の浮遊容量Ｃr を考慮して、分配トラン
スＴの等価回路は図１に示すようになる。
明する。図１は、分配トランスＴの高周波帯域における
等価回路である。コイルＬ1 Ｌ2 は理想トランスを構成
する理想インダクタであり、漏れ磁束、巻線抵抗、線間
容量はない。これに対して、現実の分配トランスＴは高
周波帯域において、漏れインダクタンス、フェライトコ
アのヒステリシス損及び渦電流損、残留損等による漏れ
抵抗を有する。よって、現実の分配トランスＴは理想ト
ランスと異なり等価抵抗Ｒr と等価インダクタＸｒとを
有した複素インピーダンス素子と考えなければならな
い。これに巻線の浮遊容量Ｃr を考慮して、分配トラン
スＴの等価回路は図１に示すようになる。
【００１０】これに、吸収抵抗ＲA を加えた分配トラン
スの等価回路は図２に示すようになる。今、フェライト
コアの複素透磁率μ（＝μ’＋ jμ")の周波数特性を見
てみると、図３に示すような特性である。よって、分配
トランスＴの等価インピーダンスＺr （＝Ｒr ＋ jＸ
r）に関して、等価インピーダンスの大きさ｜Ｚr ｜、
等価レジスタンスＲr 及び等価リアクタンスＸr の周波
数特性は図４に示すようになる。このように、高周波に
なれば、複素透磁率の虚数成分μ”（損失成分）が実数
成分μ’に対して無視出来なくなり、等価レジスタンス
Ｒr が周波数の増加に伴って増加し、等価リアクタンス
Ｘr よりも大きくなる。
スの等価回路は図２に示すようになる。今、フェライト
コアの複素透磁率μ（＝μ’＋ jμ")の周波数特性を見
てみると、図３に示すような特性である。よって、分配
トランスＴの等価インピーダンスＺr （＝Ｒr ＋ jＸ
r）に関して、等価インピーダンスの大きさ｜Ｚr ｜、
等価レジスタンスＲr 及び等価リアクタンスＸr の周波
数特性は図４に示すようになる。このように、高周波に
なれば、複素透磁率の虚数成分μ”（損失成分）が実数
成分μ’に対して無視出来なくなり、等価レジスタンス
Ｒr が周波数の増加に伴って増加し、等価リアクタンス
Ｘr よりも大きくなる。
【００１１】従って、分配トランスＴの複素インピーダ
ンスＺr を考慮して、吸収抵抗ＲAのレジスタンスを決
定しなければ、分配端子OUT1とOUT2との間の結合損失を
最大にすることはできない。
ンスＺr を考慮して、吸収抵抗ＲAのレジスタンスを決
定しなければ、分配端子OUT1とOUT2との間の結合損失を
最大にすることはできない。
【００１２】分配端子OUT1とOUT2との間の結合損失を最
大にする条件を求めるには、図５に示すように、分配端
子OUT1から信号源電圧Ｅを印加した時の各枝路電流を 2
Ｉ,Ｉ1 Ｉ2 Ｉ3 Ｉ4 とおき、理想トランスのコイルＬ1
、Ｌ2 の誘導起電力をｅと置く。すると、次の関係式
が成立する。
大にする条件を求めるには、図５に示すように、分配端
子OUT1から信号源電圧Ｅを印加した時の各枝路電流を 2
Ｉ,Ｉ1 Ｉ2 Ｉ3 Ｉ4 とおき、理想トランスのコイルＬ1
、Ｌ2 の誘導起電力をｅと置く。すると、次の関係式
が成立する。
【００１３】
【数１】 Ｉ1 ＝Ｉ4 …（１）
【数２】 2Ｉ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 …（２）
【数３】 Ｉ2 ＝Ｉ4 ＋Ｉ3 …（３）
【数４】 2Ｒ・Ｉ＋Ｚa・Ｉ2 ＋Ｉ3・Ｒ＝Ｅ …（４）
【数５】 Ｒ・Ｉ1 ＋ｅ＋２Ｒ・Ｉ＝Ｅ …（５）
【数６】 Ｒ・Ｉ1−Ｉ3・Ｒ＝ｅ …（６）
【００１４】但し、複素インピーダンスＺa は、吸収抵
抗ＲA とキャパシタＣr とを含めた全体のインピーダン
スであり、
抗ＲA とキャパシタＣr とを含めた全体のインピーダン
スであり、
【数７】 Ｚa ＝Ｒa ＋ jＸa …（７） である。
【００１５】上式（１）〜（６）を用いて、分配端子OU
T2の端子から負荷Ｒに流出する電流Ｉ3 を信号源電圧Ｅ
で表すと、次のようになる。
T2の端子から負荷Ｒに流出する電流Ｉ3 を信号源電圧Ｅ
で表すと、次のようになる。
【数８】 Ｉ3 ＝(2Ｒ−Ｚa)Ｅ/4Ｒ(4Ｒ＋Ｚa) …（８） （８）式からは、Ｚa ＝２Ｒの時に、Ｉ3 ＝０になるこ
とが分かる。しかし、Ｚa は複素数であるので、Ｘa ≠
０の場合には、Ｚa ＝２Ｒの関係式は成立しない。よっ
て、Ｘa ≠０の場合には、Ｉ3 ＝０とすることはできな
い。しかし、｜Ｉ3 ｜の極小値は求めることができる。
とが分かる。しかし、Ｚa は複素数であるので、Ｘa ≠
０の場合には、Ｚa ＝２Ｒの関係式は成立しない。よっ
て、Ｘa ≠０の場合には、Ｉ3 ＝０とすることはできな
い。しかし、｜Ｉ3 ｜の極小値は求めることができる。
【００１６】即ち、（８）式のＺa に（７）式を代入し
て、Ｉ3 の絶対値｜Ｉ3 ｜を求め、その｜Ｉ3 ｜をＲa
，Ｘa で偏微分して、その偏微分値が零となる条件を
求めれば、｜Ｉ3｜を最小とする条件を求めることがで
きる。
て、Ｉ3 の絶対値｜Ｉ3 ｜を求め、その｜Ｉ3 ｜をＲa
，Ｘa で偏微分して、その偏微分値が零となる条件を
求めれば、｜Ｉ3｜を最小とする条件を求めることがで
きる。
【００１７】高周波帯域において、Ｒa ≫Ｘa が成立す
るならば（この条件は、１０MHz 以上で満足される) 、
｜Ｉ3 ｜の極小値は、
るならば（この条件は、１０MHz 以上で満足される) 、
｜Ｉ3 ｜の極小値は、
【数９】 Ｒa ＝２Ｒ …（９） の時に実現する。即ち、
【数１０】 Ｒa ＝Ｒr ・ＲA ／（Ｒr ＋ＲA ） …（１０） であるので、
【数１１】 Ｒa ＝Ｒr ・ＲA ／（Ｒr ＋ＲA ）＝２Ｒ …（１１）
【数１２】 ＲA ＝２Ｒ・Ｒr ／（Ｒr −２Ｒ） …（１２） となるように、吸収抵抗ＲA のレジスタンスを設定すれ
ば、分配端子間の結合損失を最大とすることができる。
ば、分配端子間の結合損失を最大とすることができる。
【００１８】又、分配トランスＴのインピーダンスＺr
は、
は、
【数１３】 Ｚr ＝ｊωμ’Ｌ0 ＋ωμ”Ｌ0 …（１３） と書ける。但し、
【数１４】 Ｌ0＝0.2ｔｎ2logＤo／Ｄi …（１４） であり、Ｌ0 はフェライトコアの空心インダクタンス、
ｔはフェライトコアの長さ、ｎは巻数、Ｄo はフェライ
トコアの外径、Ｄi はフェライトコアの内径である。
ｔはフェライトコアの長さ、ｎは巻数、Ｄo はフェライ
トコアの外径、Ｄi はフェライトコアの内径である。
【００１９】このことから、μ’，μ”が既知の時、｜
Ｉ3 ｜の最小条件を満たすように、Ｌ0 を決定すること
ができる。尚、μ’≪μ”（この条件は、１０MHz 以上
で満足される) が満足される周波数帯域を仮定すると、
Ｉ3 ｜の最小条件を満たすように、Ｌ0 を決定すること
ができる。尚、μ’≪μ”（この条件は、１０MHz 以上
で満足される) が満足される周波数帯域を仮定すると、
【数１５】 ωμ”Ｌ0 ＝２Ｒ …（１５） となるように、Ｌ0 を設計することで、吸収抵抗がなく
とも、結合損失の大きな分配器を作成することができ
る。
とも、結合損失の大きな分配器を作成することができ
る。
【００２０】このようにして設計された図６に示す形状
の分配器を実際に製造して、そのインピーダンスＺr の
絶対値を測定した。その測定図を図７に示す。この図７
から約３５０Ωのインピーダンスが得られていることが
理解される。又、この分配器の結合損失の測定結果を図
８に示す。広帯域に渡って良好な結合損失特定が得られ
ているのが理解される。
の分配器を実際に製造して、そのインピーダンスＺr の
絶対値を測定した。その測定図を図７に示す。この図７
から約３５０Ωのインピーダンスが得られていることが
理解される。又、この分配器の結合損失の測定結果を図
８に示す。広帯域に渡って良好な結合損失特定が得られ
ているのが理解される。
【００２１】尚、上記の分配器に吸収抵抗ＲA を接続し
た場合には、その抵抗値ＲA は次のようになる。図７に
示す測定結果から、等価レジスタンスＲr の使用帯域に
おける平均値は３５０Ωである。よって、Ｒ＝１５０Ω
であるので、（１３）式から、ＲA ＝２１００Ωに設定
すれば良いことが分かる。
た場合には、その抵抗値ＲA は次のようになる。図７に
示す測定結果から、等価レジスタンスＲr の使用帯域に
おける平均値は３５０Ωである。よって、Ｒ＝１５０Ω
であるので、（１３）式から、ＲA ＝２１００Ωに設定
すれば良いことが分かる。
【００２２】又、２１００ΩのＲA を挿入した分配器の
結合損失特性を測定した。その測定結果を図９に示す。
分配トランスだけの結合損失と比べて、１６００MHz 以
下でさらに改善されているのが分かる。
結合損失特性を測定した。その測定結果を図９に示す。
分配トランスだけの結合損失と比べて、１６００MHz 以
下でさらに改善されているのが分かる。
【００２３】
【発明の効果】本発明は、分配トランスの端子間の使用
帯域におけるインピーダンスを求め、そのインピーダン
スのレジスタンスと等しい値を有する等価抵抗と、分配
端子間に挿入される吸収抵抗との並列接続回路のレジス
タンスが、分配端子から負荷側を見たレジスタンスの略
２倍に等しくなるように、吸収抵抗のレジスタンスを決
定することを特徴とする。又、他の発明は、分配器のイ
ンピーダンスのレジスタンスが分配端子から負荷側を見
たレジスタンスの略２倍に等しくなるようにフェライト
コアの材質、寸法を決定することを特徴としている。よ
って、この条件による吸収抵抗のレジスタンスを決定す
ることで、分配端子間の絶縁分離が良好となる。
帯域におけるインピーダンスを求め、そのインピーダン
スのレジスタンスと等しい値を有する等価抵抗と、分配
端子間に挿入される吸収抵抗との並列接続回路のレジス
タンスが、分配端子から負荷側を見たレジスタンスの略
２倍に等しくなるように、吸収抵抗のレジスタンスを決
定することを特徴とする。又、他の発明は、分配器のイ
ンピーダンスのレジスタンスが分配端子から負荷側を見
たレジスタンスの略２倍に等しくなるようにフェライト
コアの材質、寸法を決定することを特徴としている。よ
って、この条件による吸収抵抗のレジスタンスを決定す
ることで、分配端子間の絶縁分離が良好となる。
【図１】本発明の具体的な一実施例に係る分配器の等価
回路を示した回路図。
回路を示した回路図。
【図２】同実施例に係る吸収抵抗を含む分配器の等価回
路を示した回路図。
路を示した回路図。
【図３】フェライトコアの複素透磁率の周波数特性を示
した特性図。
した特性図。
【図４】フェライトコアの複素透磁率の周波数特性に起
因する分配器のインピーダンスの周波数特性を示した特
性図。
因する分配器のインピーダンスの周波数特性を示した特
性図。
【図５】結合損失を最大とするための条件の演算を説明
するための等価回路を示した回路図。
するための等価回路を示した回路図。
【図６】本実施例の設計思想により製造された分配器の
フェライトコアの形状を示す説明図。
フェライトコアの形状を示す説明図。
【図７】本実施例の設計思想により製造された分配器の
インピーダンスの絶対値の周波数特性を測定した測定
図。
インピーダンスの絶対値の周波数特性を測定した測定
図。
【図８】本実施例の設計思想により製造された分配器の
端子間結合損失の周波数特性を測定した測定図。
端子間結合損失の周波数特性を測定した測定図。
【図９】本実施例の設計思想により製造された吸収抵抗
付の分配器の端子間結合損失の周波数特性を測定した測
定図。
付の分配器の端子間結合損失の周波数特性を測定した測
定図。
【図１０】従来の分配器の等価回路を示した回路図。
Ｔ−分配トランス Ｒ−線路抵抗 Ｚr −分配トランスの複素インピーダンス Ｒr −分配トランスのインピーダンスのレジスタンス Ｘr −分配トランスのインピーダンスのリアクタンス IN−入力端子 OUT1,OUT2 −分配端子
Claims (2)
- 【請求項１】 電力を分配する分配トランスと、前記分
配トランスの分配端子間に挿入された吸収抵抗とを有す
る分配器において、前記端子間の結合損失を所定値以上
とするように前記吸収抵抗のレジスタンスを決定する方
法において、 前記分配トランスの前記端子間の使用帯域におけるイン
ピーダンスを求め、 求められたインピーダンスのレジスタンスと等しい値を
有する等価抵抗と前記分配端子間に挿入される前記吸収
抵抗との並列接続回路のレジスタンスが、前記分配端子
から負荷側を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるよ
うに、前記吸収抵抗のレジスタンスを決定することを特
徴とする分配器の設計方法。 - 【請求項２】 電力を分配する分配トランスを有する分
配器において、前記端子間の結合損失を所定値以上とす
る設計方法において、 前記分配トランスの前記端子間の使用帯域におけるイン
ピーダンスのレジスタンスが、前記分配端子から負荷側
を見たレジスタンスの略２倍に等しくなるように、フェ
ライトコアの材質、寸法を決定することを特徴とする分
配器の設計方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31546491A JPH05129865A (ja) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | 分配器の設計方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31546491A JPH05129865A (ja) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | 分配器の設計方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05129865A true JPH05129865A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=18065677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31546491A Pending JPH05129865A (ja) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | 分配器の設計方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05129865A (ja) |
-
1991
- 1991-11-01 JP JP31546491A patent/JPH05129865A/ja active Pending
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