JPH05129839A - ダイレクトコンバージヨン受信方式を用いたラジオの発振回路 - Google Patents
ダイレクトコンバージヨン受信方式を用いたラジオの発振回路Info
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- JPH05129839A JPH05129839A JP28869291A JP28869291A JPH05129839A JP H05129839 A JPH05129839 A JP H05129839A JP 28869291 A JP28869291 A JP 28869291A JP 28869291 A JP28869291 A JP 28869291A JP H05129839 A JPH05129839 A JP H05129839A
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- Japan
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- phase shifter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はダイレクトコンバージョン受信方式
を用いたラジオの発振回路に関し、特に簡単かつ安価に
構成することを目的とする。 【構成】 受信波に９０0 位相の異なる二つの基準波を
それぞれ混合して直交する二つの信号を形成する移相器
５−２を有し、該直交する二つの信号の復調に必要な周
波数成分のみを取り出すダイレクトコンバージョン受信
方式を用いたラジオの発振回路において、前記移相器５
−２をジョンソン・カウンタ５−９で構成し、該ジョン
ソン・カウンタ５−９の出力から相互に９０0位相が異
なる信号を取り出す。移相器５−２の前記ジョンソン・
カウンタ５−９にさらにカウンタ５−１０を接続してフ
ェーズロックループ用の分周器を設ける。
を用いたラジオの発振回路に関し、特に簡単かつ安価に
構成することを目的とする。 【構成】 受信波に９０0 位相の異なる二つの基準波を
それぞれ混合して直交する二つの信号を形成する移相器
５−２を有し、該直交する二つの信号の復調に必要な周
波数成分のみを取り出すダイレクトコンバージョン受信
方式を用いたラジオの発振回路において、前記移相器５
−２をジョンソン・カウンタ５−９で構成し、該ジョン
ソン・カウンタ５−９の出力から相互に９０0位相が異
なる信号を取り出す。移相器５−２の前記ジョンソン・
カウンタ５−９にさらにカウンタ５−１０を接続してフ
ェーズロックループ用の分周器を設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はダイレクトコンバージョ
ン受信方式を用いたラジオの発振回路に関し、特に簡単
かつ安価に構成することを目的とする。
ン受信方式を用いたラジオの発振回路に関し、特に簡単
かつ安価に構成することを目的とする。
【０００２】
【従来の技術】従来検波回路としてはスーパーヘテロダ
イン方法が一般的であるが、これに代わるものとして直
交復調回路によるダイレクトコンバージョン受信方式が
ある。ダイレクトコンバージョン受信方式によれば回路
構成を簡単にすることができるとともに、調整箇所が少
なく高い信頼性が得られるという利点がある。
イン方法が一般的であるが、これに代わるものとして直
交復調回路によるダイレクトコンバージョン受信方式が
ある。ダイレクトコンバージョン受信方式によれば回路
構成を簡単にすることができるとともに、調整箇所が少
なく高い信頼性が得られるという利点がある。
【０００３】特に近年においては、複雑な処理を高速で
行えるディジタルシグナルプロセッサ（以下ＤＳＰと称
す。）の性能向上を価格低下により、復調処理にこのＤ
ＳＰを使用することで回路の一層の簡単化と信頼性の向
上が図られている。本出願人は特開昭６１−２７３００
５号で簡単な構成で高い信頼性の得られる直交復調回路
を提案している。
行えるディジタルシグナルプロセッサ（以下ＤＳＰと称
す。）の性能向上を価格低下により、復調処理にこのＤ
ＳＰを使用することで回路の一層の簡単化と信頼性の向
上が図られている。本出願人は特開昭６１−２７３００
５号で簡単な構成で高い信頼性の得られる直交復調回路
を提案している。
【０００４】図７は従来の９０0 位相差を形成する発振
器の構成を示す図である。上記直交復調回路では、本図
に示すように、局部発振器５としてその一方の出力から
同相（０0 ）信号を送出する電圧制御型の発振器５−１
と、該発振器５−１の他方の出力にその一方が接続され
かつその他方が実施例の項で説明する混合器に接続され
るインダクタンスＬのコイルと、その一方が該コイルの
他方に接続されかつその他方が接地されるキャパシタン
スＣのコンデンサと、その一方が該コイルの他方に接続
されかつその他方が接地される抵抗値Ｒの抵抗とからな
り、該局部発振器５の出力を９０0 位相差だけずらす移
相器５−２とが設けられている。
器の構成を示す図である。上記直交復調回路では、本図
に示すように、局部発振器５としてその一方の出力から
同相（０0 ）信号を送出する電圧制御型の発振器５−１
と、該発振器５−１の他方の出力にその一方が接続され
かつその他方が実施例の項で説明する混合器に接続され
るインダクタンスＬのコイルと、その一方が該コイルの
他方に接続されかつその他方が接地されるキャパシタン
スＣのコンデンサと、その一方が該コイルの他方に接続
されかつその他方が接地される抵抗値Ｒの抵抗とからな
り、該局部発振器５の出力を９０0 位相差だけずらす移
相器５−２とが設けられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のダ
イレクトコンバージョン受信方式を用いたラジオの発振
回路では、ＬＣ回路で構成されているため共振周波数の
１点でしか９０0 に合わない。このため受信バンドの広
い場合には９０0 から大きくずれる可能性があり、この
ずれを防止しようとすると構成が複雑になりしかもコス
ト高になるという問題があった。
イレクトコンバージョン受信方式を用いたラジオの発振
回路では、ＬＣ回路で構成されているため共振周波数の
１点でしか９０0 に合わない。このため受信バンドの広
い場合には９０0 から大きくずれる可能性があり、この
ずれを防止しようとすると構成が複雑になりしかもコス
ト高になるという問題があった。
【０００６】したがって本発明は上記問題点に鑑みて、
構成が簡単でコストの低減を図れるダイレクトコンバー
ジョン受信方式を用いたラジオの発振回路を提供するこ
とを目的とする。
構成が簡単でコストの低減を図れるダイレクトコンバー
ジョン受信方式を用いたラジオの発振回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、受信波に９０0 位相の異なる二つの基準
波をそれぞれ混合して直交する二つの信号を形成する移
相器を有し、該直交する二つの信号の復調に必要な周波
数成分のみを取り出すダイレクトコンバージョン受信方
式を用いたラジオの発振回路において、前記移相器をジ
ョンソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタ
の出力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出す。
さらに前記移相器の前記カウンタにさらにジョンソン・
カウンタを接続してフェーズロックループ用の分周器を
設ける。
決するために、受信波に９０0 位相の異なる二つの基準
波をそれぞれ混合して直交する二つの信号を形成する移
相器を有し、該直交する二つの信号の復調に必要な周波
数成分のみを取り出すダイレクトコンバージョン受信方
式を用いたラジオの発振回路において、前記移相器をジ
ョンソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタ
の出力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出す。
さらに前記移相器の前記カウンタにさらにジョンソン・
カウンタを接続してフェーズロックループ用の分周器を
設ける。
【０００８】
【作用】本発明のダイレクトコンバージョン受信方式を
用いたラジオの発振回路によれば、前記移相器をジョン
ソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタの出
力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出すように
したので該移相器の構成が簡単になる。このためコスト
が低減できる。さらにフェーズロックループ用の分周器
として前記移相器の前記ジョンソン・カウンタにさらに
カウンタを接続したので、フェーズロックループの構成
の簡単化し全体としてさらにコストが低減できる。
用いたラジオの発振回路によれば、前記移相器をジョン
ソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタの出
力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出すように
したので該移相器の構成が簡単になる。このためコスト
が低減できる。さらにフェーズロックループ用の分周器
として前記移相器の前記ジョンソン・カウンタにさらに
カウンタを接続したので、フェーズロックループの構成
の簡単化し全体としてさらにコストが低減できる。
【０００９】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の前提となるダイレクトコンバ
ージョン受信方式を用いたラジオの直交復調回路を示す
図である。本図の構成を説明する。本図に示すように、
直交復調回路は、例えばＡＭ放送あるいはＦＭ放送に共
通のマルチバンドアンテナ１と、該マルチバンドアンテ
ナ１からのを増幅する高周波増幅器２と、該高周波増幅
器の出力に接続される高周波フィルタ３と、該高周波フ
ィルタ３の出力信号を直交信号に変換して該直交信号に
変換されたベースバンド領域で後段の復調処理を行わせ
しめる混合器４と、該混合器４で受信信号に混合して直
交信号を形成するための局部発振器５とを含む。なお図
示しないが該局部発振器５はＰＬＬ（フェーズロックル
ープ）も構成している。
説明する。図１は本発明の前提となるダイレクトコンバ
ージョン受信方式を用いたラジオの直交復調回路を示す
図である。本図の構成を説明する。本図に示すように、
直交復調回路は、例えばＡＭ放送あるいはＦＭ放送に共
通のマルチバンドアンテナ１と、該マルチバンドアンテ
ナ１からのを増幅する高周波増幅器２と、該高周波増幅
器の出力に接続される高周波フィルタ３と、該高周波フ
ィルタ３の出力信号を直交信号に変換して該直交信号に
変換されたベースバンド領域で後段の復調処理を行わせ
しめる混合器４と、該混合器４で受信信号に混合して直
交信号を形成するための局部発振器５とを含む。なお図
示しないが該局部発振器５はＰＬＬ（フェーズロックル
ープ）も構成している。
【００１０】該混合器４は、該局部発振器５からの同相
信号を受信信号に混合する第１の混合器４−１、該局部
発振器５から位相を９０0 変化させた信号を受信信号に
混合する第２の混合器４−２とを含む。該局部発振器５
は、その一方の出力から同相（０0 ）信号を送出する電
圧制御型の発振器５−１と、該発振器５−１の出力を９
０0 位相差だけずらす移相器５−２とを含む。
信号を受信信号に混合する第１の混合器４−１、該局部
発振器５から位相を９０0 変化させた信号を受信信号に
混合する第２の混合器４−２とを含む。該局部発振器５
は、その一方の出力から同相（０0 ）信号を送出する電
圧制御型の発振器５−１と、該発振器５−１の出力を９
０0 位相差だけずらす移相器５−２とを含む。
【００１１】図２は図１における発振器の信号から９０
0 位相差信号を形成する移相器を示す図である。本図に
示すように、該移送器５−２は、該発振器５−１からの
入力信号をシフト・パルスとして受けて、２ビットのＤ
フリップフロップ５−１１及び５−１２を使ったジョン
ソン・カウンタ５−９と含む。該ジョンソン・カウンタ
５−９では該Ｄフリップフロップ５−１２の出力反転が
Ｄフリップフロップ５−１１の入力端子に戻されてい
る。
0 位相差信号を形成する移相器を示す図である。本図に
示すように、該移送器５−２は、該発振器５−１からの
入力信号をシフト・パルスとして受けて、２ビットのＤ
フリップフロップ５−１１及び５−１２を使ったジョン
ソン・カウンタ５−９と含む。該ジョンソン・カウンタ
５−９では該Ｄフリップフロップ５−１２の出力反転が
Ｄフリップフロップ５−１１の入力端子に戻されてい
る。
【００１２】図３は図２のジョンソン・カウンタのタイ
ムチャートを示す図である。本図に示すように、該発振
器５−１からの信号に対して該Ｄフリップフロップ５−
１１及び５−１２のＱ出力であるＱ０及びＱ１が変化
し、Ｑ０及びＱ１の間には９０ 0 位相差が生じる。した
がって第１の混合器４−１及び第２の混合器４−２に該
局部発振器５から位相を９０0 変化させた信号を簡単に
供給することが可能になる。以上の説明は入力クロック
を１／４の周期にするジョンソン・カウンタについてさ
れたがこれに限られず、入力クロックを１／２にするも
のでもよい。
ムチャートを示す図である。本図に示すように、該発振
器５−１からの信号に対して該Ｄフリップフロップ５−
１１及び５−１２のＱ出力であるＱ０及びＱ１が変化
し、Ｑ０及びＱ１の間には９０ 0 位相差が生じる。した
がって第１の混合器４−１及び第２の混合器４−２に該
局部発振器５から位相を９０0 変化させた信号を簡単に
供給することが可能になる。以上の説明は入力クロック
を１／４の周期にするジョンソン・カウンタについてさ
れたがこれに限られず、入力クロックを１／２にするも
のでもよい。
【００１３】図４は図２の移相器を用いたＰＬＬ回路を
示す図である。本図に示すように、放送局を選択可能に
するＰＬＬ回路は、該移送器５−２に接続され外部から
分周比を可変にするプログラマブル・カウンタ６と、そ
の一方の入力に該プログラマブル・カウンタ６に接続さ
れる位相比較器７と、該位相比較器７の他方の入力端に
接続され該プログラマブル・カウンタ６との信号間の位
相差を比較するために供給される基準信号発生器８と、
該位相比較器７の出力信号を平滑化し該発振器５−１の
制御電圧として働き自動周波数制御を行うための低域通
過フィルタ９と、該プログラマブル・カウンタ６にＮ値
を提供するチューナ制御部１０とを含む。
示す図である。本図に示すように、放送局を選択可能に
するＰＬＬ回路は、該移送器５−２に接続され外部から
分周比を可変にするプログラマブル・カウンタ６と、そ
の一方の入力に該プログラマブル・カウンタ６に接続さ
れる位相比較器７と、該位相比較器７の他方の入力端に
接続され該プログラマブル・カウンタ６との信号間の位
相差を比較するために供給される基準信号発生器８と、
該位相比較器７の出力信号を平滑化し該発振器５−１の
制御電圧として働き自動周波数制御を行うための低域通
過フィルタ９と、該プログラマブル・カウンタ６にＮ値
を提供するチューナ制御部１０とを含む。
【００１４】図５は図２におけるジョンソン・カウンタ
に分周用のカウンタを加えた移相器を示す図である。本
図に示す該移送器５−２は、該Ｄフリップフロップ５−
１２の出力端Ｑからの入力信号をシフト・パルスとして
受け、直列接続され、最終段がＰＬＬの位相比較器に出
力され、複数のカウンタ５−１３、５−１４、・・・、
５−ｎで構成されるプリスケーラー５−１０とを含む。
に分周用のカウンタを加えた移相器を示す図である。本
図に示す該移送器５−２は、該Ｄフリップフロップ５−
１２の出力端Ｑからの入力信号をシフト・パルスとして
受け、直列接続され、最終段がＰＬＬの位相比較器に出
力され、複数のカウンタ５−１３、５−１４、・・・、
５−ｎで構成されるプリスケーラー５−１０とを含む。
【００１５】図６は図４のプリスケーラーのタイムチャ
ートを示す図である。該カウンタ５−１３は、該Ｄフリ
ップフロップ５−１２の出力の周期を１／２に分周し、
該カウンタ５−１４は該カウンタ５−１３の出力の周期
を１／２に分周し、かくして次々と分周を可能にする。
以上の説明はＤフリップフロップを用いるカウンタにつ
いてされたが、他にパルスカウンタを用いるようにして
もよい。
ートを示す図である。該カウンタ５−１３は、該Ｄフリ
ップフロップ５−１２の出力の周期を１／２に分周し、
該カウンタ５−１４は該カウンタ５−１３の出力の周期
を１／２に分周し、かくして次々と分周を可能にする。
以上の説明はＤフリップフロップを用いるカウンタにつ
いてされたが、他にパルスカウンタを用いるようにして
もよい。
【００１６】このように、該移送器５−２は、９０0 位
相差の出力をジョンソン・カウンタ５−９で構成しさら
にプリスケーラー５−１０として同一構成でき構造が簡
単になる。
相差の出力をジョンソン・カウンタ５−９で構成しさら
にプリスケーラー５−１０として同一構成でき構造が簡
単になる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、
受信波に９０0 位相の異なる二つの基準波をそれぞれ混
合して直交する二つの信号を形成する移相器ををジョン
ソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタの出
力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出し、さら
に前記移相器の前記ジョンソン・カウンタにさらにカウ
ンタを接続してフェーズロックループ用の分周器として
使用するようにしてので移相器の構造を簡単化でき、さ
らにフェーズロックループの構成も簡単化できる。
受信波に９０0 位相の異なる二つの基準波をそれぞれ混
合して直交する二つの信号を形成する移相器ををジョン
ソン・カウンタで構成し、該ジョンソン・カウンタの出
力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出し、さら
に前記移相器の前記ジョンソン・カウンタにさらにカウ
ンタを接続してフェーズロックループ用の分周器として
使用するようにしてので移相器の構造を簡単化でき、さ
らにフェーズロックループの構成も簡単化できる。
【図１】図１は本発明の前提となるダイレクトコンバー
ジョン受信方式を用いたラジオの直交復調回路を示す図
である。
ジョン受信方式を用いたラジオの直交復調回路を示す図
である。
【図２】図２は図１における発振器の信号から９０0 位
相差信号を形成する移相器を示す図である。
相差信号を形成する移相器を示す図である。
【図３】図３は図２のジョンソン・カウンタのタイムチ
ャートを示す図である。
ャートを示す図である。
【図４】図４は図２の移相器を用いたＰＬＬ回路を示す
図である。
図である。
【図５】図５は図２におけるジョンソン・カウンタに分
周用のカウンタを加えた移相器を示す図である。
周用のカウンタを加えた移相器を示す図である。
【図６】図６は図４のプリスケーラーのタイムチャート
を示す図である。
を示す図である。
【図７】図７は従来の９０0 位相差を形成する発振器の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
４−１、４−２・・・混合器 ５−１・・・発振器 ５−２・・・移送器 ５−９、５−１０・・・カウンタ
Claims (2)
- 【請求項１】 受信波に９０0 位相の異なる二つの基準
波をそれぞれ混合して直交する二つの信号を形成する移
相器（５−２）を有し、該直交する二つの信号の復調に
必要な周波数成分のみを取り出すダイレクトコンバージ
ョン受信方式を用いたラジオの発振回路において、 前記移相器（５−２）をジョンソン・カウンタ（５−
９）で構成し、該ジョンソン・カウンタ（５−９）の出
力から相互に９０0 位相が異なる信号を取り出すことを
特徴とするダイレクトコンバージョン受信方式を用いた
ラジオの発振回路。 - 【請求項２】 前記移相器（５−２）の前記ジョンソン
・カウンタ（５−９）にさらにカウンタ（５−１０）を
接続してフェーズロックループ用の分周器を設けた請求
項１記載のダイレクトコンバージョン受信方式を用いた
ラジオの発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28869291A JPH05129839A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | ダイレクトコンバージヨン受信方式を用いたラジオの発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28869291A JPH05129839A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | ダイレクトコンバージヨン受信方式を用いたラジオの発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05129839A true JPH05129839A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=17733460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28869291A Withdrawn JPH05129839A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | ダイレクトコンバージヨン受信方式を用いたラジオの発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05129839A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 信号処理装置および方法 |
| GB2525797A (en) * | 2013-12-26 | 2015-11-04 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Local oscillator frequency calibration |
-
1991
- 1991-11-05 JP JP28869291A patent/JPH05129839A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 信号処理装置および方法 |
| JPWO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2010-05-27 | 富士通株式会社 | 信号処理装置および方法 |
| GB2525797A (en) * | 2013-12-26 | 2015-11-04 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Local oscillator frequency calibration |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990204 |