JPH0659033B2 - 受信方式 - Google Patents
受信方式Info
- Publication number
- JPH0659033B2 JPH0659033B2 JP63068961A JP6896188A JPH0659033B2 JP H0659033 B2 JPH0659033 B2 JP H0659033B2 JP 63068961 A JP63068961 A JP 63068961A JP 6896188 A JP6896188 A JP 6896188A JP H0659033 B2 JPH0659033 B2 JP H0659033B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- mixer
- oscillator
- shift
- vfo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は主にSSB・CWの受信を目的とするスーパーヘ
テロダイン方式無線受信機の中間周波数のシフトを行う
通信方式に関するものである。
テロダイン方式無線受信機の中間周波数のシフトを行う
通信方式に関するものである。
スーパーヘテロダイン方式の無線受信機において、隣接
信号の混信を除去するためには同調周波数を混信信号と
反対側に少し移動して中間周波フィルタの帯域外に追い
出せばよいのであるが、SSBやCWの受信には受信信号とB
FOとの周波数関係が変わって正常の復調が出来ないとい
う問題がある。そこでBFOと一定の周波数関係を保った
ままで中間周波帯域内の信号周波数を移動する方法を特
にＩＦ周波数シフト方式と呼んでいる。以下にＩＦ周波
数シフトの従来技術例を列記する。
信号の混信を除去するためには同調周波数を混信信号と
反対側に少し移動して中間周波フィルタの帯域外に追い
出せばよいのであるが、SSBやCWの受信には受信信号とB
FOとの周波数関係が変わって正常の復調が出来ないとい
う問題がある。そこでBFOと一定の周波数関係を保った
ままで中間周波帯域内の信号周波数を移動する方法を特
にＩＦ周波数シフト方式と呼んでいる。以下にＩＦ周波
数シフトの従来技術例を列記する。
(1) 初期には信号周波数をシフトする代わりにフィル
タの中心周波数を移動する方法がとられ、実施例として
米国R.L.Drake社の２Ｂ／Ｃ受信機においては、バンド
パス同調回路の４個のコイルの磁心を連動で移動するこ
とによりバンドパス特性を保ったまま中心周波数を可変
している。この方法は可変機構が難しいのと周波数固定
のメカニカルフィルタ（圧電フィルタを含む）の使用が
一般化したので、他にあまり例を見ないようである。
タの中心周波数を移動する方法がとられ、実施例として
米国R.L.Drake社の２Ｂ／Ｃ受信機においては、バンド
パス同調回路の４個のコイルの磁心を連動で移動するこ
とによりバンドパス特性を保ったまま中心周波数を可変
している。この方法は可変機構が難しいのと周波数固定
のメカニカルフィルタ（圧電フィルタを含む）の使用が
一般化したので、他にあまり例を見ないようである。
(2) 米国Collins社の７５Ｓ型受信機では、局部発振器
とBFOとを連動して変化することによりＩＦ周波数シフ
トを行っているが、BFOの変化に連動して局発周波数が
変化し、局発の変化ではBFOは変化してはならないとい
う機構の困難もあって実施例は少ない。
とBFOとを連動して変化することによりＩＦ周波数シフ
トを行っているが、BFOの変化に連動して局発周波数が
変化し、局発の変化ではBFOは変化してはならないとい
う機構の困難もあって実施例は少ない。
(3) 主フィルタの前後のミクサ段に共通の局部発振器
を用い、その周波数を微調整することにより、前後段の
周波数を変えることなしにフィルタ段での周波数シフト
を行う方法は多くの実用例がある。
を用い、その周波数を微調整することにより、前後段の
周波数を変えることなしにフィルタ段での周波数シフト
を行う方法は多くの実用例がある。
(4) VFOと固定発振をミックスして局発周波数を作るプ
リミックス方式では、固定周波数側に後段ミクサの局発
周波数またはBFO周波数を導入してこれを変化すること
により周波数シフトを行う方法がある。
リミックス方式では、固定周波数側に後段ミクサの局発
周波数またはBFO周波数を導入してこれを変化すること
により周波数シフトを行う方法がある。
(5) PLL（Phase Locked Loop）制御局部発振周波数と
後段ミクサの局発またはBFO周波数とを連動して変化す
ることによりＩＦシフトを行う方法は現在最も有力であ
るから、本発明との近似点と相違点を明確にするために
も少し詳しく述べる。
後段ミクサの局発またはBFO周波数とを連動して変化す
ることによりＩＦシフトを行う方法は現在最も有力であ
るから、本発明との近似点と相違点を明確にするために
も少し詳しく述べる。
PLL制御発振器の基本構成は第２図(A)のように、VCO（V
oltage Controlled Oscillator）１０の発振周波数をＰ
Ｄ（Programable Djvider）１１で分周して、φＤ（Pha
se Detector）１２で基準周波数R（Reference Freque
ncy）１３と位相比較し、位相差出力をLPF（Low Pass F
ilter）１４を通して得た直流電圧によりVCOの周波数を
制御しているのであって、発振周波数はR×（PDの分
周数）となるので、この分周数を変えることにより周波
数はRのステップで変化するものである。従って周波
数を細かく変えるためにはRが極めて低くなるのが用
途によっては問題となる。
oltage Controlled Oscillator）１０の発振周波数をＰ
Ｄ（Programable Djvider）１１で分周して、φＤ（Pha
se Detector）１２で基準周波数R（Reference Freque
ncy）１３と位相比較し、位相差出力をLPF（Low Pass F
ilter）１４を通して得た直流電圧によりVCOの周波数を
制御しているのであって、発振周波数はR×（PDの分
周数）となるので、この分周数を変えることにより周波
数はRのステップで変化するものである。従って周波
数を細かく変えるためにはRが極めて低くなるのが用
途によっては問題となる。
第２図(B)はミクサ形PLL回路の構成であって、(A)のＰ
Ｄの代わりにミクサ１５でVCO周波数をミクスダウンし
てφＤに加えるので、その性能は局部発振器１６の精度
と安定度に支配される。またミクサ出力のスプリアス除
去も重要である。
Ｄの代わりにミクサ１５でVCO周波数をミクスダウンし
てφＤに加えるので、その性能は局部発振器１６の精度
と安定度に支配される。またミクサ出力のスプリアス除
去も重要である。
第２図(C)は前記(A)と(B)を併用したもので、両方の長
所と欠点を併せ持っている。
所と欠点を併せ持っている。
第３図はPLL制御局部発振器により同調および中間周波
数シフトを行うSSB／ＣＷ無線受信機の構成例であり、
信号はミクサ１、中間周波フィルタ２、第２ミクサ３、
増幅段４、復調器５を通って出力段に供給する。
数シフトを行うSSB／ＣＷ無線受信機の構成例であり、
信号はミクサ１、中間周波フィルタ２、第２ミクサ３、
増幅段４、復調器５を通って出力段に供給する。
ミクサ１にはPLL制御発振器９より、ミクサ３には半固
定発振器７より、復調器５にはBFO８より局部周波数を
注入する。
定発振器７より、復調器５にはBFO８より局部周波数を
注入する。
PLL発振器９は第２図(C)に近い構成であって、VCO９１
の発振周波数をミクサ９２とＰＤ９３を通ってφＤで
Rと位相比較するので、周波数の上位桁はＰＤで設定
し、ミクサ９２の局部発振器９６で下位桁を設定する
が、追加のミクサ９７で後段の局部発振器７の周波数と
混合することにより、発振器７の周波数が変わっただけ
VCO９１の周波数が変わり、中間周波数がフィルタ２の
帯域内でシフトするのであるが、このシフト分はミクサ
３で打ち消されて後段には影響しないからSSBやＣＷの
復調に支障が生ずることはない。
の発振周波数をミクサ９２とＰＤ９３を通ってφＤで
Rと位相比較するので、周波数の上位桁はＰＤで設定
し、ミクサ９２の局部発振器９６で下位桁を設定する
が、追加のミクサ９７で後段の局部発振器７の周波数と
混合することにより、発振器７の周波数が変わっただけ
VCO９１の周波数が変わり、中間周波数がフィルタ２の
帯域内でシフトするのであるが、このシフト分はミクサ
３で打ち消されて後段には影響しないからSSBやＣＷの
復調に支障が生ずることはない。
SSB／ＣＷ受信に適するＩＦシフト方式としては前項の
〔従来の技術〕にて述べたように、少なくも５種類の方
法が実用されているが、(1)の中間周波フィルタの中心
周波数を移動する方法は原理的に最も良いが、ＬかＣの
いづれを変化するにしても連動機構の精度の問題と、Ｌ
Ｃ同調フィルタでは十分なシエープファクタが得られな
いという難点があり、スペース的にもトランジスタ時代
には不適当である。
〔従来の技術〕にて述べたように、少なくも５種類の方
法が実用されているが、(1)の中間周波フィルタの中心
周波数を移動する方法は原理的に最も良いが、ＬかＣの
いづれを変化するにしても連動機構の精度の問題と、Ｌ
Ｃ同調フィルタでは十分なシエープファクタが得られな
いという難点があり、スペース的にもトランジスタ時代
には不適当である。
(2)の局部発振のVFOとBFOとを連動で変化させるのは、B
FOの変化に連動してVFOが変化し、VFOの変化ではBFOは
変化してはならないという機構の困難さもあって実施例
は少ない。現在では電圧可変容量ダイオードの出現によ
り電気的の連動変化も可能であるが、いづれにしても周
波数変化量を正確に同一に保持するのは非常に困難であ
る。
FOの変化に連動してVFOが変化し、VFOの変化ではBFOは
変化してはならないという機構の困難さもあって実施例
は少ない。現在では電圧可変容量ダイオードの出現によ
り電気的の連動変化も可能であるが、いづれにしても周
波数変化量を正確に同一に保持するのは非常に困難であ
る。
(3)の前後のミクサ段に共通の局部発振器を用いて、そ
の周波数を微調整してＩＦシフトを行う方法は周波数変
化の打消しは自動的になされるので、シフト動作は完全
であるが、そのためにのみミクサ段が増加するのが問題
点である。
の周波数を微調整してＩＦシフトを行う方法は周波数変
化の打消しは自動的になされるので、シフト動作は完全
であるが、そのためにのみミクサ段が増加するのが問題
点である。
(4)のプリミックス形局部発振器と(5)のPLL形局部発振
器ではVFO直接の代りにVFO（通常状態とは周波数が異
る）と、シフト動作を行う他の局部発振器またはBFO出
力とをミクサでミックスした周波数を使用するのであっ
て、ミクサ段が少なくも１段は増加することに伴うスプ
リアスの発生があり、これを防止するためには回路構成
や機構と周波数関係の設定には多大の配慮が必要とな
る。
器ではVFO直接の代りにVFO（通常状態とは周波数が異
る）と、シフト動作を行う他の局部発振器またはBFO出
力とをミクサでミックスした周波数を使用するのであっ
て、ミクサ段が少なくも１段は増加することに伴うスプ
リアスの発生があり、これを防止するためには回路構成
や機構と周波数関係の設定には多大の配慮が必要とな
る。
以上のような各種のシフト方式にはそれぞれ長所もあり
短所もあるが、概して高価格の受信機に用いられてい
る。そこでこの発明は単一バンドのごとき比較的簡単な
構成のSSB／ＣＷ受信機に適用して有利な周波数シフト
方式を提供しようとするものである。
短所もあるが、概して高価格の受信機に用いられてい
る。そこでこの発明は単一バンドのごとき比較的簡単な
構成のSSB／ＣＷ受信機に適用して有利な周波数シフト
方式を提供しようとするものである。
この発明は第１図に構成の概要を示すように、スーパー
ヘテロダイン方式の無線受信機において、周波数変換段
の局部発振器のうち少なくも１個はミクサ形PLL制御発
振器であり、その位相比較基準周波数と他の局部発振器
の１個の周波数またはBFO周波数とを共通として、同時
に同量変化させることにより、中間周波数のシフトを行
うことを特徴とする受信方式である。
ヘテロダイン方式の無線受信機において、周波数変換段
の局部発振器のうち少なくも１個はミクサ形PLL制御発
振器であり、その位相比較基準周波数と他の局部発振器
の１個の周波数またはBFO周波数とを共通として、同時
に同量変化させることにより、中間周波数のシフトを行
うことを特徴とする受信方式である。
第１図において、信号回路は第１ミクサ１、第１中間周
波フィルタ２、第２ミクサ３、第２中間周波段４、復調
器５を通って出力する。
波フィルタ２、第２ミクサ３、第２中間周波段４、復調
器５を通って出力する。
第１ミクサ１には発振器６より、第２ミクサ３には発振
器７より、復調器５にはBFO８より、それぞれ局部周波
数を注入する。
器７より、復調器５にはBFO８より、それぞれ局部周波
数を注入する。
第１局部発振器６はVCO６１の出力をミクサ６２で発振
器６３とミクスダウンしてφＤに加えるが、第２図(B)
の基本回路と違うところは基準周波数に第２局部発振器
７を使用していることで、発振器７の周波数を微調整す
ることにより第１中間周波数のシフトが行えるのである
が、その動作の詳細については次の実施例の項にて説明
する。またLO2の代わりにBFOを用いて、シングルコン
バージョンでのＩＦシフトができる。
器６３とミクスダウンしてφＤに加えるが、第２図(B)
の基本回路と違うところは基準周波数に第２局部発振器
７を使用していることで、発振器７の周波数を微調整す
ることにより第１中間周波数のシフトが行えるのである
が、その動作の詳細については次の実施例の項にて説明
する。またLO2の代わりにBFOを用いて、シングルコン
バージョンでのＩＦシフトができる。
第１図と同じ回路構成で、受信周波数範囲RXは3.5〜
4.0MHzである。第１中間周波数IF1は10.7MHzでＦＭ受
信機の標準的中間周波数であり、第２中間周波数IF2
は４５５kHzで中波受信機の標準的中間周波数であるか
ら、フィルタ等の部品の入手が容易である便宜がある。
4.0MHzである。第１中間周波数IF1は10.7MHzでＦＭ受
信機の標準的中間周波数であり、第２中間周波数IF2
は４５５kHzで中波受信機の標準的中間周波数であるか
ら、フィルタ等の部品の入手が容易である便宜がある。
信号回路は第１ミクサ１、第１中間周波フィルタ２、第
２ミクサ３、第２中間周波段４、復調器５よりなり、第
１局部発振周波数LO1はLO1 ＝RX＋ＩＦ１＝（3.5〜4.0）＋10.7 ＝14.2〜14.7MHz ・・・(A) であり、第２局部発振周波数LO2はLO2 ＝IF1−IF2＝10.7−0.455 ＝10.245MHz ・・・(B) となるので、これを発振器６のRとしたときのVFO６３
の発振周波数VFOは、LO1をミクスダウンしてLO2
と同じにするのであるからVFO ＝LO1−LO2＝（14.2〜14.7）−10.245 ＝3.955〜4.455MHz ・・・(C) となる。次にこれを変形してLO1 ＝VFO＋LO2 を(A)式に代入してIF1 ＝（VFO＋LO2）−RX を得て、VFOとRXが一定であれば、LO2を増減する
ことによりIF1を同量の増減をするので、LO2を微調
整してＩＦシフトができ、その変化量は数kHz以内でよ
いので、発振器７には可変周波数水晶発振器が適当であ
る。
２ミクサ３、第２中間周波段４、復調器５よりなり、第
１局部発振周波数LO1はLO1 ＝RX＋ＩＦ１＝（3.5〜4.0）＋10.7 ＝14.2〜14.7MHz ・・・(A) であり、第２局部発振周波数LO2はLO2 ＝IF1−IF2＝10.7−0.455 ＝10.245MHz ・・・(B) となるので、これを発振器６のRとしたときのVFO６３
の発振周波数VFOは、LO1をミクスダウンしてLO2
と同じにするのであるからVFO ＝LO1−LO2＝（14.2〜14.7）−10.245 ＝3.955〜4.455MHz ・・・(C) となる。次にこれを変形してLO1 ＝VFO＋LO2 を(A)式に代入してIF1 ＝（VFO＋LO2）−RX を得て、VFOとRXが一定であれば、LO2を増減する
ことによりIF1を同量の増減をするので、LO2を微調
整してＩＦシフトができ、その変化量は数kHz以内でよ
いので、発振器７には可変周波数水晶発振器が適当であ
る。
さらに(B)式と(D)式よりIF2 ＝IF1−LO2 ＝（VFO＋LO2）−RX−LO2＝VFO−RX となって、IF2はLO2に無関係に一定であることが証
明される。
明される。
上述のＩＦシフトは逆にいえば受信周波数のシフトとい
えるので、受信周波数の微調整用として利用することも
できる。
えるので、受信周波数の微調整用として利用することも
できる。
この発明の第１図と、従来技術の第３図とを比較すると
明らかなように、第１図のPLL回路は構成が極めてシン
プルであり、ミクサ段が少ないのはスプリアス防止に有
利である。ただし、このPLL回路にはＰＤを含まないの
で、広範囲の周波数設定には制約があり、比較的狭帯域
の受信機をローコストで実現する目的に適している。
明らかなように、第１図のPLL回路は構成が極めてシン
プルであり、ミクサ段が少ないのはスプリアス防止に有
利である。ただし、このPLL回路にはＰＤを含まないの
で、広範囲の周波数設定には制約があり、比較的狭帯域
の受信機をローコストで実現する目的に適している。
さらに広受信帯域の多バンド受信機用には、第１図のミ
クサ１の前にクリスタルコンバータを置いて、すべての
入力波を一定範囲の第１中間周波数帯に変換したものを
本発明の回路に加える構成が可能である。
クサ１の前にクリスタルコンバータを置いて、すべての
入力波を一定範囲の第１中間周波数帯に変換したものを
本発明の回路に加える構成が可能である。
このように第１ミクサをクリスタルコンバータとし、第
２ミクサのVFOにより受信周波数を設定する形式は当業
者間ではコリンズ形式として知られており、この形式の
受信機は多種類生産されているので、既製のコリンズ形
受信機の設計の一部を変更して本発明を導入することに
より、ＩＦシフト機能を追加することができる効果もあ
る。
２ミクサのVFOにより受信周波数を設定する形式は当業
者間ではコリンズ形式として知られており、この形式の
受信機は多種類生産されているので、既製のコリンズ形
受信機の設計の一部を変更して本発明を導入することに
より、ＩＦシフト機能を追加することができる効果もあ
る。
第１図は本発明の受信方式のブロック図、第２図はPLL
制御発振回路の基本回路図、第３図は従来のＩＦシフト
回路図である。 １・３・１５・６２・９２・９７……ミクサ段、２……
中間周波フィルタ、４……中間周波増幅段、５……復調
器、６・９……PLL制御発振器、１０・６１・９１……V
CO、１１・９３……プログラマブル分周器、１２・６４
・９４……位相比較器、１３・９５……基準発振器、１
６・６３・９６……VFO、７……第２局部発振器（シフ
ト調整器）、８……BFO
制御発振回路の基本回路図、第３図は従来のＩＦシフト
回路図である。 １・３・１５・６２・９２・９７……ミクサ段、２……
中間周波フィルタ、４……中間周波増幅段、５……復調
器、６・９……PLL制御発振器、１０・６１・９１……V
CO、１１・９３……プログラマブル分周器、１２・６４
・９４……位相比較器、１３・９５……基準発振器、１
６・６３・９６……VFO、７……第２局部発振器（シフ
ト調整器）、８……BFO
Claims (2)
- 【請求項１】ダブルスーパーヘテロダイン方式無線通信
機において、 周波数変換段の第１局部発振器をミクサ形ＰＬＬ制御発
振器とし、その位相比較基準周波数と第２局部発振器の
周波数を共通として同時に等量変化させることにより中
間周波数のシフトを行うことを特徴とする受信方式。 - 【請求項２】シングルスーパーヘテロダイン方式無線通
信機において、 周波数変換段の局部発振器をミクサ形ＰＬＬ制御発振器
とし、その位相比較基準周波数とＢＦＯ発振器の周波数
を共通として、同時に等量変化させることにより中間周
波数のシフトを行う事を特徴とする受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63068961A JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63068961A JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01241925A JPH01241925A (ja) | 1989-09-26 |
| JPH0659033B2 true JPH0659033B2 (ja) | 1994-08-03 |
Family
ID=13388783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63068961A Expired - Lifetime JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0659033B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5293593B2 (ja) * | 2009-12-25 | 2013-09-18 | アイコム株式会社 | ビート音の除去方法、および受信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518081A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kyocera Corp | Package for high-output semiconductor |
-
1988
- 1988-03-23 JP JP63068961A patent/JPH0659033B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518081A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kyocera Corp | Package for high-output semiconductor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01241925A (ja) | 1989-09-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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