JPH01241925A - 受信方式 - Google Patents
受信方式Info
- Publication number
- JPH01241925A JPH01241925A JP6896188A JP6896188A JPH01241925A JP H01241925 A JPH01241925 A JP H01241925A JP 6896188 A JP6896188 A JP 6896188A JP 6896188 A JP6896188 A JP 6896188A JP H01241925 A JPH01241925 A JP H01241925A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- mixer
- oscillator
- local
- pll
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 15
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 101100013145 Drosophila melanogaster Flo2 gene Proteins 0.000 description 5
- 101100120289 Drosophila melanogaster Flo1 gene Proteins 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は主にＳＳＢ −ＣＷの受信を目的とするスー
・り−ヘテロダイン方式無線受信機の中間周波数のシフ
トを行う通信方式に関するものである。
・り−ヘテロダイン方式無線受信機の中間周波数のシフ
トを行う通信方式に関するものである。
スー・ぐ−ヘテロダイン方式の無線受信機において、隣
接信号の混信を除去するためには同調尚波数を混信信号
と反対側に少し移動して中間周波フィルタの帯域外に追
い出せはよいのであるが、ＳＳＢやＣＷの受信には受＠
伯号とＢＦＯとの周波数関係が変わって正常の復調が出
来ないという問題がある。そこでＢＦＯと一定の周波数
関係を保ったままで中間周波帯域内の信号周波数を移動
する方法を特にＩＦ周波数シフト方式と呼んでいる。以
下にＩＦ周波数シフトの従来技術例を列記する。
接信号の混信を除去するためには同調尚波数を混信信号
と反対側に少し移動して中間周波フィルタの帯域外に追
い出せはよいのであるが、ＳＳＢやＣＷの受信には受＠
伯号とＢＦＯとの周波数関係が変わって正常の復調が出
来ないという問題がある。そこでＢＦＯと一定の周波数
関係を保ったままで中間周波帯域内の信号周波数を移動
する方法を特にＩＦ周波数シフト方式と呼んでいる。以
下にＩＦ周波数シフトの従来技術例を列記する。
（１）初期には信号周波数をシフトする代わりにフィル
タの中心周波数を移動する方法がとられ、実施例として
米国Ｒ，Ｌ、Ｄｒａｋｅ社の７ Ｂ／Ｃ受信機において
は、バンド・ぞス同調回路の４個のコイルの磁心を連動
で移動することによりバンドパス特性を保ったまま中心
周波数を可変している。この方法は可変機構が難しいの
と周波数固定のメカニカルフィルタ（圧電フィルタを含
む）の使用が一般化したので、他にあ１り例を見ないよ
うである。
タの中心周波数を移動する方法がとられ、実施例として
米国Ｒ，Ｌ、Ｄｒａｋｅ社の７ Ｂ／Ｃ受信機において
は、バンド・ぞス同調回路の４個のコイルの磁心を連動
で移動することによりバンドパス特性を保ったまま中心
周波数を可変している。この方法は可変機構が難しいの
と周波数固定のメカニカルフィルタ（圧電フィルタを含
む）の使用が一般化したので、他にあ１り例を見ないよ
うである。
（２）米国Ｃｏ１１ｉｎｓ社の７５８型受信機では、局
部発振器とＢＦＯとを連動して変化することによりＩＦ
周波数シフトを行っているが、ＢＦＯの変化に連動して
局発周波数が変化し、局発の変化で―ＢＦＯは変化して
はならないという機構の困難もあって実施例は少ない。
部発振器とＢＦＯとを連動して変化することによりＩＦ
周波数シフトを行っているが、ＢＦＯの変化に連動して
局発周波数が変化し、局発の変化で―ＢＦＯは変化して
はならないという機構の困難もあって実施例は少ない。
（３）主フィルタの前後のミクサ段に共通の局部発振器
を用い、その周波数を微調整することによシ、前後段の
周波数を変えることなしにフィルタ段での周波数シフト
を行う方法は多くの実用例がある。
を用い、その周波数を微調整することによシ、前後段の
周波数を変えることなしにフィルタ段での周波数シフト
を行う方法は多くの実用例がある。
（４） ＶＦＯと固定発振をミックスして局発周波数
を作るプリミックス方式では、固定周波数側に後段ミク
サの局発周波数またはＢＦＯ周波数を導入してこれを変
化することによシ周波数シフトを行う方法がある。
を作るプリミックス方式では、固定周波数側に後段ミク
サの局発周波数またはＢＦＯ周波数を導入してこれを変
化することによシ周波数シフトを行う方法がある。
（５） ＰＬＬ （Ｐｈａａｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏ
ｏｐ ）制御局部発振周波数と後段ミクサの局発または
ＢＦＯ周波数とを連動して変化することによＪＩＦシフ
トを行う方法は現在最も有力であるから、本発明との近
似点と相違点を明確にするためにも少し詳しく述べる。
ｏｐ ）制御局部発振周波数と後段ミクサの局発または
ＢＦＯ周波数とを連動して変化することによＪＩＦシフ
トを行う方法は現在最も有力であるから、本発明との近
似点と相違点を明確にするためにも少し詳しく述べる。
ＰＬＬ制御発振器の基本構成は第２図（４）のように、
ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ） １０の発振周波数をＰ Ｄ （Ｐ
ｒｏｇｒａｍａｂｌｅ Ｄｉｖｉｄｅｒ ） １１で分
周して、φＤ （Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ） １
２で基準周波数ｆＢ （Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ） １３と位相比較し、位相差出力をＬＰＦ
（ＬＯＷ Ｐａ５ｓ Ｆｉｌｔｅｒ ） １４を通し
て得た直流電圧によシＶＣＯの周波数を制御しているの
であって、発振周波数はｆＲ×（ＰＤの分局数）となる
ので、この分局数を変えることによシ周波数はＩｎのス
テップで変化するものでおる。
ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ） １０の発振周波数をＰ Ｄ （Ｐ
ｒｏｇｒａｍａｂｌｅ Ｄｉｖｉｄｅｒ ） １１で分
周して、φＤ （Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ） １
２で基準周波数ｆＢ （Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ） １３と位相比較し、位相差出力をＬＰＦ
（ＬＯＷ Ｐａ５ｓ Ｆｉｌｔｅｒ ） １４を通し
て得た直流電圧によシＶＣＯの周波数を制御しているの
であって、発振周波数はｆＲ×（ＰＤの分局数）となる
ので、この分局数を変えることによシ周波数はＩｎのス
テップで変化するものでおる。
従って周波数を細かく変えるためにはｆｎが極めて低く
なるのが用途によっては問題となる。
なるのが用途によっては問題となる。
第２図（Ｂ）はミクサ形ＰＬＬ回路の構成であって、囚
のＰＤの代わシにミクサ１５で７００周波数をミクスダ
ウンしてφＤに加えるので、その性能は局部発振器１６
の精度と安定度に支配される。またミクサ出力のスプリ
アス除去も１景である。
のＰＤの代わシにミクサ１５で７００周波数をミクスダ
ウンしてφＤに加えるので、その性能は局部発振器１６
の精度と安定度に支配される。またミクサ出力のスプリ
アス除去も１景である。
第２図（ＣＪは前記（４）と（Ｂ）を併用したもので、
両方の長所と欠点を併せ持っている。
両方の長所と欠点を併せ持っている。
第３図はＰＬＬ制御局部発振器によシ同調および中間周
波数シフトを行うＳＳＢ ／ ＣＷ無線受信機の構成例
であり、信号はミクサ１、中間周波フィルタ２、第２ミ
クサ３、増幅段４、復調器５を過つて出力段に供給する
。
波数シフトを行うＳＳＢ ／ ＣＷ無線受信機の構成例
であり、信号はミクサ１、中間周波フィルタ２、第２ミ
クサ３、増幅段４、復調器５を過つて出力段に供給する
。
ミクサ１にはＰＬＬ制御発振器９よシ、ミクサ３には半
固定発振器７よシ、復調器５にはＢＦＯ８よシ局部周波
数を注入する。
固定発振器７よシ、復調器５にはＢＦＯ８よシ局部周波
数を注入する。
ＰＬＬ発振器９は第２図（Ｑに近い構成であって、ＶＣ
Ｏ９１の発振周波数をミクサ９２とＰＤ９３を通ってφ
Ｄでｆｎと位相比較するので、周波数の上位桁はＰＤで
設定し、ミクサ９２の局部発振器９６で下位桁を設定す
るが、追加のミクサ９７で後段の局部発振器７の周波数
と混合することにより、発振器７の周波数が変わっただ
けＶＣＯ９１の周波数が変わり、中間周波数がフィルタ
２の帯域内でシフトするのであるが、このシフト分はミ
クサ３で打ち消されて後段には影響しないからＳＳＢや
ＣＷの後調に支障が生ずることはない。
Ｏ９１の発振周波数をミクサ９２とＰＤ９３を通ってφ
Ｄでｆｎと位相比較するので、周波数の上位桁はＰＤで
設定し、ミクサ９２の局部発振器９６で下位桁を設定す
るが、追加のミクサ９７で後段の局部発振器７の周波数
と混合することにより、発振器７の周波数が変わっただ
けＶＣＯ９１の周波数が変わり、中間周波数がフィルタ
２の帯域内でシフトするのであるが、このシフト分はミ
クサ３で打ち消されて後段には影響しないからＳＳＢや
ＣＷの後調に支障が生ずることはない。
ＳＳＢ ／ ＣＷ受信に適するＩＦシフト方式としては
前項の〔従来の技術〕にて述べたように、少なくも５種
類の方法が実用されているが、（１）の中間周波フィル
タの中心周波数を移動する方法は原理的に最も艮いが、
ＬかＣのいづれを変化するにしても連動機構の精度の問
題と、ＬＣ同調フィルタでは十分な７エーグフアクタが
得られないという難点があり、スペース的にもトランジ
スタ時代には不適当である。
前項の〔従来の技術〕にて述べたように、少なくも５種
類の方法が実用されているが、（１）の中間周波フィル
タの中心周波数を移動する方法は原理的に最も艮いが、
ＬかＣのいづれを変化するにしても連動機構の精度の問
題と、ＬＣ同調フィルタでは十分な７エーグフアクタが
得られないという難点があり、スペース的にもトランジ
スタ時代には不適当である。
（２）の局部発振のＶＦＯとＢＦＯとを連動で変化させ
るのは、ＢＦＯの変化に連動してＶＦＯが変化し、ＶＦ
Ｏの変化ではＢＦＯは変化してはならないという機構の
困難さもあって実施例は少ない。現在では電圧可変容量
ダイオードの出現によシミ気的の連動変化も可能である
が、いづれにしても周波数変化量を正確に同一に保持す
るのは非常に困難である。
るのは、ＢＦＯの変化に連動してＶＦＯが変化し、ＶＦ
Ｏの変化ではＢＦＯは変化してはならないという機構の
困難さもあって実施例は少ない。現在では電圧可変容量
ダイオードの出現によシミ気的の連動変化も可能である
が、いづれにしても周波数変化量を正確に同一に保持す
るのは非常に困難である。
（３）の前後のミクサ段に共通の局部発振器を用いて、
その周波数を微調整してＩＦシフトを行う方法は周波数
変化の打消しは自動的になされるので、シフト動作は完
全であるが、そのためにのみミクサ段が増加するのが問
題点である。
その周波数を微調整してＩＦシフトを行う方法は周波数
変化の打消しは自動的になされるので、シフト動作は完
全であるが、そのためにのみミクサ段が増加するのが問
題点である。
（４）のブリミックス形局部発振器と（５）のＰＬＬ形
局部発振器ではＶＦＯ直接の代シにＶＦＯ（通常状態と
け周波数が異る）と、シフト動作を行う他の局部発振器
捷たはＢＦＯ出力とをミクサでミックスした周波数を使
用するのであって、ミクサ段が少なくも１段は増加する
ことに伴うスプリアスの発生があり、これを防止するた
めには回路構成や機構と周波数関係の設定には多大の配
慮が必要となる。
局部発振器ではＶＦＯ直接の代シにＶＦＯ（通常状態と
け周波数が異る）と、シフト動作を行う他の局部発振器
捷たはＢＦＯ出力とをミクサでミックスした周波数を使
用するのであって、ミクサ段が少なくも１段は増加する
ことに伴うスプリアスの発生があり、これを防止するた
めには回路構成や機構と周波数関係の設定には多大の配
慮が必要となる。
以上のような各■・のシフト方式にはそれぞれ長所もあ
り短所もあるが、概して高価格の受信機に用いられてい
る。そこでこの発明は単一バンドのごとき比較的簡単な
構成のＳＳＢ ／ ＣＷ受信機に適用して有利な周波数
シフト方式を提供しようとするものである。
り短所もあるが、概して高価格の受信機に用いられてい
る。そこでこの発明は単一バンドのごとき比較的簡単な
構成のＳＳＢ ／ ＣＷ受信機に適用して有利な周波数
シフト方式を提供しようとするものである。
この発明は第１図に構成の概要を示すように、スー・ぞ
−ヘテロダイン方式の無線受化機において、周波数変換
段の局部発振器のうち少なくも１個はミクサ形ＰＬＬ制
御発振器であり、その位相比較基準周波数と他の局部発
振器の１個の周波数またはＢＦＯ周波数とを共通として
、同時に同量変化させることにより、中間周波数のシフ
トを行うことを特徴とする受信方式である。
−ヘテロダイン方式の無線受化機において、周波数変換
段の局部発振器のうち少なくも１個はミクサ形ＰＬＬ制
御発振器であり、その位相比較基準周波数と他の局部発
振器の１個の周波数またはＢＦＯ周波数とを共通として
、同時に同量変化させることにより、中間周波数のシフ
トを行うことを特徴とする受信方式である。
第１図において、信号回路は第１ミクサｌ、第１中間周
波フィルタ２、第２ミクサ３、第２中間周波段４、復調
器５を通って出力する。
波フィルタ２、第２ミクサ３、第２中間周波段４、復調
器５を通って出力する。
第１ミクサ１には発振器６よシ、第２ミクサ３には発振
器７よシ、復調器５にはＢＦＯ８より、それぞれ局部周
波数を注入する。
器７よシ、復調器５にはＢＦＯ８より、それぞれ局部周
波数を注入する。
第１局部発振器６はＶＣＯ６１の出力をミクサ６２で発
振器６３とミクスダウンしてφＤに加えるが、第２図（
Ｂ）の基本回路と違うところは基準周波数に第２局部発
振器７を使用していることで、発振器７の周波数を微調
整することにより第１中間周波数のシフトが行えるので
あるが、その動作の詳細については次の実施例の項にて
説明する。
振器６３とミクスダウンしてφＤに加えるが、第２図（
Ｂ）の基本回路と違うところは基準周波数に第２局部発
振器７を使用していることで、発振器７の周波数を微調
整することにより第１中間周波数のシフトが行えるので
あるが、その動作の詳細については次の実施例の項にて
説明する。
またｆＬｏ２の代わりにＢＦＯを用いて、シングルコン
バージョンでのＩＦ’シフトができる。
バージョンでのＩＦ’シフトができる。
第１図と同じ回路構成で、受信周波数範囲ｆＲｘは３．
５〜４．０ ＭＨｚである。第１中間周波数ｆＩＦ１Ｆ
１１０．７ ＭＨｚでＦＭ受信機の標準的中間周波数で
あり、第２中間周波数ｆｘＦ２は４５５ ｋＨｚで中波
受信機の標準的中間周波数であるから、フィルタ等の部
品の入手が容易である便宜がある。
５〜４．０ ＭＨｚである。第１中間周波数ｆＩＦ１Ｆ
１１０．７ ＭＨｚでＦＭ受信機の標準的中間周波数で
あり、第２中間周波数ｆｘＦ２は４５５ ｋＨｚで中波
受信機の標準的中間周波数であるから、フィルタ等の部
品の入手が容易である便宜がある。
信号回路は第１ミクサ１、第１中間周波フィルタ２、第
２ミクサ３、第２中間周波段４、復調器５よりなり、第
１局部発振周波数−’ＬＯ１はｆＬｏ１＝ｆＲｘ＋ｆ１
Ｆ１−（３，５〜４．０ ） ＋ １０．７＝ １４．
２〜１４．７ ＭＨｚ −（Ａｌであり、第２局部
発振周波数−’ＬＯ２はｆＬｏ２”ｆＩＦｌ ｆＩＦ
２””１０−７ ’、４５５＝１０．２４５ ＭＨｚ
−（Ｂ）となるので、これを発振器見の八と
したときのＶＦＯ６３の発振周波数ｆｖＦｏは、ｆＬｏ
ｌをミクスダウンしてｆＬＯ’ｌと同じにするのである
からｆＶＦＯ” ｆＬｏ １７ＬＯ２＝ （１４，２〜
１４．７）−１０，２４５＝３．９５５〜４．４５５
ＭＨｚ ・・・（Ｃ）となる。次にこれを変形
して ｆＬＯｌ−ｆｖＦＯ＋ｆＬ０２ を（Ｎ式に代入して ｆｌＦｌ−（ｆＶＦｏ＋ｆＬｏ２）−ｆＲｘを得て、ｆ
ｖＦｏとｆＲＸが一定であれば、ｆＬｏ２を増減するこ
とによりｆＩＦ、を同量の増減をするので、ｆＬｏ２を
微調整してＩＦシフトができ、その変化量は数ｋＨｚ以
内でよいので、発振器７には可変周波数水晶発振器が適
当である。
２ミクサ３、第２中間周波段４、復調器５よりなり、第
１局部発振周波数−’ＬＯ１はｆＬｏ１＝ｆＲｘ＋ｆ１
Ｆ１−（３，５〜４．０ ） ＋ １０．７＝ １４．
２〜１４．７ ＭＨｚ −（Ａｌであり、第２局部
発振周波数−’ＬＯ２はｆＬｏ２”ｆＩＦｌ ｆＩＦ
２””１０−７ ’、４５５＝１０．２４５ ＭＨｚ
−（Ｂ）となるので、これを発振器見の八と
したときのＶＦＯ６３の発振周波数ｆｖＦｏは、ｆＬｏ
ｌをミクスダウンしてｆＬＯ’ｌと同じにするのである
からｆＶＦＯ” ｆＬｏ １７ＬＯ２＝ （１４，２〜
１４．７）−１０，２４５＝３．９５５〜４．４５５
ＭＨｚ ・・・（Ｃ）となる。次にこれを変形
して ｆＬＯｌ−ｆｖＦＯ＋ｆＬ０２ を（Ｎ式に代入して ｆｌＦｌ−（ｆＶＦｏ＋ｆＬｏ２）−ｆＲｘを得て、ｆ
ｖＦｏとｆＲＸが一定であれば、ｆＬｏ２を増減するこ
とによりｆＩＦ、を同量の増減をするので、ｆＬｏ２を
微調整してＩＦシフトができ、その変化量は数ｋＨｚ以
内でよいので、発振器７には可変周波数水晶発振器が適
当である。
さらにＦ８１式と（Ｄ）式より
ｆＩＦ２ ”’ ｆＩＦｌ ｆＬｏ２−（ｆＶＦＯ＋
／ＬＯ２） −’ＲＸ−ｆＬＯ２”ｆＶＦＯｆＲＸと
なって、／Ｉ Ｆ２ ＦｉｆＬＯ２に無関係に一定であ
ることが証明される。
／ＬＯ２） −’ＲＸ−ｆＬＯ２”ｆＶＦＯｆＲＸと
なって、／Ｉ Ｆ２ ＦｉｆＬＯ２に無関係に一定であ
ることが証明される。
上述のＩＦシフトは逆にいえば受信周波数のシフトとい
えるので、受信周波数の微調整用として利用することも
できる。
えるので、受信周波数の微調整用として利用することも
できる。
この発明の第１図と、従来技術の第３図とを比較すると
明らかなように、第１図のＰＬＬ回路は構成が極めてシ
ングルであり、ミクサ段が少ないのはスプリアス防止に
有利である。たたし、このＰＬＬ１路にはＰＤを含捷な
いので、広範囲の周波数設定には制約があり、比較的狭
帯域の受信機をローコストで実現する目的に適している
。
明らかなように、第１図のＰＬＬ回路は構成が極めてシ
ングルであり、ミクサ段が少ないのはスプリアス防止に
有利である。たたし、このＰＬＬ１路にはＰＤを含捷な
いので、広範囲の周波数設定には制約があり、比較的狭
帯域の受信機をローコストで実現する目的に適している
。
さらに広受信帯域の多バンド受信機用には、第１図のき
フサ１の前にクリスタルコンパ−タラ置いて、すべての
入力波を一定範囲の第１中間周波数帯に変換したものを
本発明の回路に加える構成が可能である。
フサ１の前にクリスタルコンパ−タラ置いて、すべての
入力波を一定範囲の第１中間周波数帯に変換したものを
本発明の回路に加える構成が可能である。
このように第１ばフサをクリスタルコンバータとし、第
２ミクサのＶＦＯにより受信周波数を設定する形式は轟
業者間ではコリンズ形式として知られておシ、この形式
の受信機は多種類生産されているので、既製のコリンズ
形受信機の設計の一部を変更して本発明を導入すること
により、ＩＰ’シフト機能を追加することができる効果
もある。
２ミクサのＶＦＯにより受信周波数を設定する形式は轟
業者間ではコリンズ形式として知られておシ、この形式
の受信機は多種類生産されているので、既製のコリンズ
形受信機の設計の一部を変更して本発明を導入すること
により、ＩＰ’シフト機能を追加することができる効果
もある。
第１図は本発明の受信方式のブロック図、第２図はＰＬ
Ｌ制御発振回路の基本回路図、第３図は従来のＩＩ”シ
フト回路図である。 １・３・１５・６２・９２・９７・・・ミクサ段、２・
・・中間周波フィルタ、４・・・中間周波増１賜段、５
・・・復調器、６・９・・・ＰＬＬ制御発振器、１０・
６１・９１・・・ｖＣＯｌｌｌ・９３・・・プログラマ
ブル分周器。 １２・６４・９４・・・位相比較器、１３−９５・・・
基糸発振器、１６・６３・９６・・・ＶＦｏ、７・・・
第２局部発振器（シフト調整器）、８・・・ＢＦＯ特許
出願人 八重洲無線株式会社 第 １ 図 ｓ２図
Ｌ制御発振回路の基本回路図、第３図は従来のＩＩ”シ
フト回路図である。 １・３・１５・６２・９２・９７・・・ミクサ段、２・
・・中間周波フィルタ、４・・・中間周波増１賜段、５
・・・復調器、６・９・・・ＰＬＬ制御発振器、１０・
６１・９１・・・ｖＣＯｌｌｌ・９３・・・プログラマ
ブル分周器。 １２・６４・９４・・・位相比較器、１３−９５・・・
基糸発振器、１６・６３・９６・・・ＶＦｏ、７・・・
第２局部発振器（シフト調整器）、８・・・ＢＦＯ特許
出願人 八重洲無線株式会社 第 １ 図 ｓ２図
Claims (1)
- １ スーパーヘテロダイン方式無線受信機において、周
波数変換段の局部発振器のうち少なくも１個はミクサ形
ＰＬＬ制御発振器であり、その位相比較基準周波数と他
の局部発振器の１個の周波数またはＢＦＯ周波数とを共
通として、同時に同量変化させることにより、中間周波
数のシフトを行うことを特徴とする受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63068961A JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63068961A JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01241925A true JPH01241925A (ja) | 1989-09-26 |
| JPH0659033B2 JPH0659033B2 (ja) | 1994-08-03 |
Family
ID=13388783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63068961A Expired - Lifetime JPH0659033B2 (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0659033B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135432A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-07-07 | Icom Inc | ビート音の除去方法、および受信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518081A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kyocera Corp | Package for high-output semiconductor |
-
1988
- 1988-03-23 JP JP63068961A patent/JPH0659033B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5518081A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kyocera Corp | Package for high-output semiconductor |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135432A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-07-07 | Icom Inc | ビート音の除去方法、および受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0659033B2 (ja) | 1994-08-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100384209B1 (ko) | 단일의국부발진기를가진광주파수스펙트럼텔레비전튜너 | |
| CA2114984A1 (en) | Wide Band, Low-Noise, Fine Step Tuning, Phase Locked Loop Frequency Synthesizer | |
| US6246864B1 (en) | Wireless microphone use UHF band carrier FM transmitter | |
| US6040738A (en) | Direct conversion receiver using single reference clock signal | |
| US4097805A (en) | Frequency-synthesizer type transceiver | |
| JPS6048625A (ja) | ２重スーパヘテロダイン受信機 | |
| US4994762A (en) | Multiloop synthesizer with optimal spurious performance | |
| US7551906B2 (en) | AM/FM radio receiver and local oscillator circuit used therein | |
| US7945218B1 (en) | Method and system for tuning quality factor in high-Q, high-frequency filters | |
| US4339826A (en) | Radio receiver having phase locked loop frequency synthesizer | |
| GB2250877A (en) | Shifting spurious frequencies away from signal frequency | |
| JPH01241925A (ja) | 受信方式 | |
| US4095190A (en) | Tuning system | |
| US7206565B2 (en) | Device for generating wide tunable frequency using frequency divider | |
| US3982198A (en) | Oscillators | |
| JPS6131647B2 (ja) | ||
| JPS6136427B2 (ja) | ||
| JPS6161734B2 (ja) | ||
| KR910003751Y1 (ko) | 전자식 튜닝라디오의 저역필터 병렬회로 | |
| JPS58177036A (ja) | Ａｍラジオ受信機 | |
| JPH0964734A (ja) | Ｐｌｌ回路および受信機 | |
| JPS6363136B2 (ja) | ||
| JPH0730375A (ja) | Ａｆｔ回路およびこれを用いた電子同調チューナ | |
| JPH0685706A (ja) | 広域同調回路及び方法 | |
| JPS639684B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080803 Year of fee payment: 14 |