JPH10154945A - ダブルスーパヘテロダイン式受信方法とその受信回路 - Google Patents
ダブルスーパヘテロダイン式受信方法とその受信回路Info
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- JPH10154945A JPH10154945A JP9261457A JP26145797A JPH10154945A JP H10154945 A JPH10154945 A JP H10154945A JP 9261457 A JP9261457 A JP 9261457A JP 26145797 A JP26145797 A JP 26145797A JP H10154945 A JPH10154945 A JP H10154945A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＬＬシンセサイザを用いるダブルスーパヘ
テロダイン式受信回路で、第１ＩＦ周波数を変化させる
ために、基準発振器の周波数を変化させず、構成を簡素
化することを課題とする。 【解決手段】 基準発振器の発振周波数に基づいて第１
ＬＯで受信信号を第１ＩＦ信号に変換し、第２ＬＯで第
１ＩＦ信号を第２ＩＦ信号に変換するダブルスーパヘテ
ロダイン式受信回路において、第１ＬＯとしての１つの
発振器１６と、その出力を分周する第２ＬＯとしての第
１の可変分周器１７と、その出力を分周する第２の可変
分周器１８と、第１及び第２の可変分周器の分周値を所
定の関係で制御する可変分周制御回路２３と、第２の可
変分周器１８の出力を分周する固定分周器１９と、所定
の周波数を出力する基準発振器２０と、固定分周器１９
の出力と基準発振器２０の出力を比較して発振器１６の
発振周波数を制御する位相比較器２２とを備える。
テロダイン式受信回路で、第１ＩＦ周波数を変化させる
ために、基準発振器の周波数を変化させず、構成を簡素
化することを課題とする。 【解決手段】 基準発振器の発振周波数に基づいて第１
ＬＯで受信信号を第１ＩＦ信号に変換し、第２ＬＯで第
１ＩＦ信号を第２ＩＦ信号に変換するダブルスーパヘテ
ロダイン式受信回路において、第１ＬＯとしての１つの
発振器１６と、その出力を分周する第２ＬＯとしての第
１の可変分周器１７と、その出力を分周する第２の可変
分周器１８と、第１及び第２の可変分周器の分周値を所
定の関係で制御する可変分周制御回路２３と、第２の可
変分周器１８の出力を分周する固定分周器１９と、所定
の周波数を出力する基準発振器２０と、固定分周器１９
の出力と基準発振器２０の出力を比較して発振器１６の
発振周波数を制御する位相比較器２２とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分罫】 本発明はダブルスーパヘテ
ロダイン方式の高周波受信回路に関し、特にＰＬＬ周波
数シンセサイザ方式を用いたダブルスーパヘテロダイン
式受信回路に関する。
ロダイン方式の高周波受信回路に関し、特にＰＬＬ周波
数シンセサイザ方式を用いたダブルスーパヘテロダイン
式受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高周波受信機は、通信技術の進歩
によりコンパックに構成され、携帯電話やＰＨＳ等の移
動機や、ＧＰＳ（Global Positioning System）等のナ
ビゲータ等に用いられている。この高周波受信機では、
一般にスーパーヘテロダイン方式が採用され、さらに、
アンテナに到来する不受信の電波の影響が小さく、周波
数選択度を向上でき、内部のＩＦ段で高利得増幅が可能
なダブルスーパーヘテロダイン方式が注目されている。
によりコンパックに構成され、携帯電話やＰＨＳ等の移
動機や、ＧＰＳ（Global Positioning System）等のナ
ビゲータ等に用いられている。この高周波受信機では、
一般にスーパーヘテロダイン方式が採用され、さらに、
アンテナに到来する不受信の電波の影響が小さく、周波
数選択度を向上でき、内部のＩＦ段で高利得増幅が可能
なダブルスーパーヘテロダイン方式が注目されている。
【０００３】図６は、高周波受信回路の中でも最も一般
的に使用されているダブルスーパーヘテロダイン方式の
構成図である。図１において、受信周波数ｆRFの高周波
信号は高周波フィルターを含む高周波増幅器１１で受信
し、電圧制御発振器（ＶＯＣ）の第１局部発振器４１か
らの第１局部発振周波数ｆ1LOの信号と第１のミキサー
１２で混合されて第１ＩＦ周波数成分となり、第１ＩＦ
増幅器１２で増幅され、第１局部発振周波数ｆ1LOの信
号をＡ分周する第１の分周器４２の出力と第２のミキサ
ー１４で混合され、第２のミキサー１４の出力である第
２ＩＦ周波数成分を第２ＩＦ増幅器１５で高利得に増幅
されて検波・復調器４９に入力されて復調される。
的に使用されているダブルスーパーヘテロダイン方式の
構成図である。図１において、受信周波数ｆRFの高周波
信号は高周波フィルターを含む高周波増幅器１１で受信
し、電圧制御発振器（ＶＯＣ）の第１局部発振器４１か
らの第１局部発振周波数ｆ1LOの信号と第１のミキサー
１２で混合されて第１ＩＦ周波数成分となり、第１ＩＦ
増幅器１２で増幅され、第１局部発振周波数ｆ1LOの信
号をＡ分周する第１の分周器４２の出力と第２のミキサ
ー１４で混合され、第２のミキサー１４の出力である第
２ＩＦ周波数成分を第２ＩＦ増幅器１５で高利得に増幅
されて検波・復調器４９に入力されて復調される。
【０００４】また、点線で囲んだ周波数シンセサイザ部
４８では、基準入力となるリファレンス発振器４７の基
準周波数をＤ分周する第４の分周器４６の出力と、第１
局部発振器４１からの第１局部発振周波数ｆ1LOの信号
をＡ分周する第１の分周器４２と、Ｂ分周する第２の分
周器４３と、さらにＣ分周する第３の分周器の出力と
を、位相検波器４６で位相比較して、ＬＰＨ５０を介し
て、その位相差に応じた低周波信号成分を第１局部発振
器４１の可変発振周波数を制御し、基準周波数の安定度
と同等の第１局発周波数信号にする。また、第１，第２
のミキサーでは、一般にダウンコンバータ方式が用いら
れる。
４８では、基準入力となるリファレンス発振器４７の基
準周波数をＤ分周する第４の分周器４６の出力と、第１
局部発振器４１からの第１局部発振周波数ｆ1LOの信号
をＡ分周する第１の分周器４２と、Ｂ分周する第２の分
周器４３と、さらにＣ分周する第３の分周器の出力と
を、位相検波器４６で位相比較して、ＬＰＨ５０を介し
て、その位相差に応じた低周波信号成分を第１局部発振
器４１の可変発振周波数を制御し、基準周波数の安定度
と同等の第１局発周波数信号にする。また、第１，第２
のミキサーでは、一般にダウンコンバータ方式が用いら
れる。
【０００５】次に、図７は上記ダブルスーパーヘテロダ
イン方式の周波数的な自由度を増加したものであり、Ｎ
ＥＣ発行のぺ一パマシンμＰＢ１００１ＧＲに記載され
ているＧＰＳ受信機として推奨された構成図である。Ｒ
Ｆ受信信号（周波数：ｆＲＦ）はＲＦ増幅器１１で増幅
され、第１ミキサ１２において、第１局発（ＬＯ）を構
成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６の発振周波数ｆ１
ＬＯと混合されて、第１ＩＦ信号（周波数：ｆ１ＩＦ）
とされる。この第１ＩＦ信号は第１ＩＦ増幅器１３で増
幅され、第２ミキサ１４において、第２Ｌ０の周波数ｆ
２ＬＯと混合されて第２ＩＦ信号（周波数：ｆ２ＩＦ）
とされ、その上で第２ＩＦ増幅器１５で増幅されて、外
部の復調器等に出力される。
イン方式の周波数的な自由度を増加したものであり、Ｎ
ＥＣ発行のぺ一パマシンμＰＢ１００１ＧＲに記載され
ているＧＰＳ受信機として推奨された構成図である。Ｒ
Ｆ受信信号（周波数：ｆＲＦ）はＲＦ増幅器１１で増幅
され、第１ミキサ１２において、第１局発（ＬＯ）を構
成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６の発振周波数ｆ１
ＬＯと混合されて、第１ＩＦ信号（周波数：ｆ１ＩＦ）
とされる。この第１ＩＦ信号は第１ＩＦ増幅器１３で増
幅され、第２ミキサ１４において、第２Ｌ０の周波数ｆ
２ＬＯと混合されて第２ＩＦ信号（周波数：ｆ２ＩＦ）
とされ、その上で第２ＩＦ増幅器１５で増幅されて、外
部の復調器等に出力される。
【０００６】ここで、前記第２ＬＯは、前記ＶＣ０１６
の出力周波数を分周する複数個（ここでは６個）の固定
分周器２４〜２９で構成され、これら固定分周器２４〜
２９のいずれかの出力を選択スイッチで選択すること
で、所望の第２ＬＯの周波数ｆ２ＬＯを得ている。ま
た、最終段の固定分周器２９の出力は基準周波数ｆＲＥ
Ｆに近い周波数に分周されており、位相比較器２２にお
いて、該固定分周器２９の出力と基準発振器２０の発振
周波数ｆＲＥＦと比較され、その比較出力により前記Ｖ
Ｃ０１６の発振周波数を制御するＰＬＬシンセサイザと
して構成している。
の出力周波数を分周する複数個（ここでは６個）の固定
分周器２４〜２９で構成され、これら固定分周器２４〜
２９のいずれかの出力を選択スイッチで選択すること
で、所望の第２ＬＯの周波数ｆ２ＬＯを得ている。ま
た、最終段の固定分周器２９の出力は基準周波数ｆＲＥ
Ｆに近い周波数に分周されており、位相比較器２２にお
いて、該固定分周器２９の出力と基準発振器２０の発振
周波数ｆＲＥＦと比較され、その比較出力により前記Ｖ
Ｃ０１６の発振周波数を制御するＰＬＬシンセサイザと
して構成している。
【０００７】この構成では、ＶＣ０１６の発振周波数を
変化させれば、第１ＬＯの周波数ｆ１ＬＯを変化でき、
第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦを変更することが可能と
なる。しかしながら、このＶＣ０１６の発振周波数を変
化させるためには、基準発振器２０の発振周波数ｆＲＦ
を同時に変化させる必要がある。また、第１ＩＦ信号の
周波数ｆ１ＩＦの変化に伴い、第２ＩＦ信号の周波数ｆ
２ＩＦも変化されるため、第２ＬＯの出力としての固定
分局器２４〜２８の出力を選択することで第２ＩＦ信号
の周波数ｆ２ＩＦを固定することは不可能となる。
変化させれば、第１ＬＯの周波数ｆ１ＬＯを変化でき、
第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦを変更することが可能と
なる。しかしながら、このＶＣ０１６の発振周波数を変
化させるためには、基準発振器２０の発振周波数ｆＲＦ
を同時に変化させる必要がある。また、第１ＩＦ信号の
周波数ｆ１ＩＦの変化に伴い、第２ＩＦ信号の周波数ｆ
２ＩＦも変化されるため、第２ＬＯの出力としての固定
分局器２４〜２８の出力を選択することで第２ＩＦ信号
の周波数ｆ２ＩＦを固定することは不可能となる。
【０００８】また、図７の構成では、第１Ｌ０であるＶ
Ｃ０１６の発振周波数を変化させるためには、基準発振
器２０の発振周波数を同時に変化させる必要があり、ま
た、第１ＩＦ信号の周波数変化にかかわらず第２ＩＦ信
号の周波数ｆ２ＩＦを固定するために、複数の固定分周
器２４−２８の出力を選択する必要があるが、実際に少
数個の固定分周器２４−２８の出力を選択するだけで
は、第２ＩＦの周波数ｆ２ＩＦを一定の周波数に固定す
ることは不可能であり、実用上の問題がある。
Ｃ０１６の発振周波数を変化させるためには、基準発振
器２０の発振周波数を同時に変化させる必要があり、ま
た、第１ＩＦ信号の周波数変化にかかわらず第２ＩＦ信
号の周波数ｆ２ＩＦを固定するために、複数の固定分周
器２４−２８の出力を選択する必要があるが、実際に少
数個の固定分周器２４−２８の出力を選択するだけで
は、第２ＩＦの周波数ｆ２ＩＦを一定の周波数に固定す
ることは不可能であり、実用上の問題がある。
【０００９】また、他の構成例としては、図８にパルス
スワロー型カウンタで構成される可変分周器を用いたも
のもある。この構成では、図７の固定分周器２４〜２９
に代えて、２個の可変分周器３０，３１を用いたもので
あり、ＶＣ０１６の発振周波数を第１ＬＯの発振出力と
すると同時に第１の可変分周器３０で分周し、基準発振
器２０の発振周波数を第２ＬＯの発振出力とすると同時
に第２の可変分周器３１で分周し、これらの分周出力を
位相比較器２２で比較し、ＶＣ０１６の制御を行うよう
に構成したものである。第１及び第２の可変分周器３
０，３１は不図示の操作部から指示された受信周波数又
は第１ＩＦ周波数に応じて動作する可変分周制御回路３
２によって分周値が制御される。また、可変分周器３
０，３１は連続した整数分周の設定が可能である。
スワロー型カウンタで構成される可変分周器を用いたも
のもある。この構成では、図７の固定分周器２４〜２９
に代えて、２個の可変分周器３０，３１を用いたもので
あり、ＶＣ０１６の発振周波数を第１ＬＯの発振出力と
すると同時に第１の可変分周器３０で分周し、基準発振
器２０の発振周波数を第２ＬＯの発振出力とすると同時
に第２の可変分周器３１で分周し、これらの分周出力を
位相比較器２２で比較し、ＶＣ０１６の制御を行うよう
に構成したものである。第１及び第２の可変分周器３
０，３１は不図示の操作部から指示された受信周波数又
は第１ＩＦ周波数に応じて動作する可変分周制御回路３
２によって分周値が制御される。また、可変分周器３
０，３１は連続した整数分周の設定が可能である。
【００１０】この構成では、ＶＣ０１６の発振周波数を
変化することで、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦを変化
させることは可能であるが、この第１ＩＦ信号の周波数
変化に伴って可変分周器３０の分周値を制御すること
で、第２ＩＦの周波数ｆ２ＩＦを固定状態にすることが
できる。しかし、第２ＬＯの周波数が基準発振器２０の
発振周波数と同一で一定であるために、第１ＩＦ信号の
周波数の変化に伴って受信信号の周波数ｆＲＦも変化さ
れてしまい、希望する周波数の信号受信は不可能であ
る。
変化することで、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦを変化
させることは可能であるが、この第１ＩＦ信号の周波数
変化に伴って可変分周器３０の分周値を制御すること
で、第２ＩＦの周波数ｆ２ＩＦを固定状態にすることが
できる。しかし、第２ＬＯの周波数が基準発振器２０の
発振周波数と同一で一定であるために、第１ＩＦ信号の
周波数の変化に伴って受信信号の周波数ｆＲＦも変化さ
れてしまい、希望する周波数の信号受信は不可能であ
る。
【００１１】さらに、図８の構成では、第２ＬＯの周波
数ｆ２ＬＯが固定であるために、第１ＩＦ信号の周波数
ｆ１ＩＦを無理に変化させると、受信信号の周波数ｆＲ
Ｆが変動されてしまい、ＧＰＳ受信機等への適用ができ
なくなる。この場合、受信信号の周波数を変化させるこ
となく、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦの可変を実現さ
せようとするには、図７の構成と同様に、基準発振器２
０側をＰＬＬシンセサイザとして周波数変化可能に構成
する必要があり、結果として２つのＰＬＬシンセサイザ
が必要とされ、構成が複雑なものとなる。また、この基
準発振器２０の発振周波数の変化に追従して、可変分周
器３０，３１の分周値を制御する必要があり、その分周
値の関係が複雑となる。
数ｆ２ＬＯが固定であるために、第１ＩＦ信号の周波数
ｆ１ＩＦを無理に変化させると、受信信号の周波数ｆＲ
Ｆが変動されてしまい、ＧＰＳ受信機等への適用ができ
なくなる。この場合、受信信号の周波数を変化させるこ
となく、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１ＩＦの可変を実現さ
せようとするには、図７の構成と同様に、基準発振器２
０側をＰＬＬシンセサイザとして周波数変化可能に構成
する必要があり、結果として２つのＰＬＬシンセサイザ
が必要とされ、構成が複雑なものとなる。また、この基
準発振器２０の発振周波数の変化に追従して、可変分周
器３０，３１の分周値を制御する必要があり、その分周
値の関係が複雑となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】また、特にＧＰＳに代
表される高周波受信回路では、全世界で地球上を周回す
る衛星の電波を受信して受信機の存在個所を検出するも
のであるが、使用地域によっては第１中間（ＩＦ）周波
数を変更しなければ使用できない場合がある。例えば、
ＦＭ放送電波などと近接する周波数帯が存在し、その第
１ＩＦ周波数の漏れや、又逆にＦＭ放送電波がＧＰＳ受
信機に飛び込んで相互変調を起こしてしまい、お互いの
受信精度に障害を与えるという問題が発生する場合があ
る。特に、ＧＰＳ受信機は第２ＩＦに高利得増幅器を有
する構造であるため、その懸念は顕著である。しかしな
がら、ＧＰＳ受信機は全世界側位システムという名称で
ありながら、地域によっては使用することができず、そ
のＦＭやＴＶ放送周波数帯を外すために、システム構成
周波数を変更した受信機を使用する必要が出てくる。さ
らに、現状の高周波受信回路では、システム上、前段の
インターフェースとなるＲＦ受信周波数と、及び後段の
インターフェースとなる第２ＩＦ周波数を可変すること
なく、第１ＩＦ周波数を独自に可変することができない
という問題があった。
表される高周波受信回路では、全世界で地球上を周回す
る衛星の電波を受信して受信機の存在個所を検出するも
のであるが、使用地域によっては第１中間（ＩＦ）周波
数を変更しなければ使用できない場合がある。例えば、
ＦＭ放送電波などと近接する周波数帯が存在し、その第
１ＩＦ周波数の漏れや、又逆にＦＭ放送電波がＧＰＳ受
信機に飛び込んで相互変調を起こしてしまい、お互いの
受信精度に障害を与えるという問題が発生する場合があ
る。特に、ＧＰＳ受信機は第２ＩＦに高利得増幅器を有
する構造であるため、その懸念は顕著である。しかしな
がら、ＧＰＳ受信機は全世界側位システムという名称で
ありながら、地域によっては使用することができず、そ
のＦＭやＴＶ放送周波数帯を外すために、システム構成
周波数を変更した受信機を使用する必要が出てくる。さ
らに、現状の高周波受信回路では、システム上、前段の
インターフェースとなるＲＦ受信周波数と、及び後段の
インターフェースとなる第２ＩＦ周波数を可変すること
なく、第１ＩＦ周波数を独自に可変することができない
という問題があった。
【００１３】［発明の目的］本発明の目的は、受信信
号、基準発振器、第２ＩＦ信号の各出力周波数を固定状
態としたまま、第１ＩＦ周波数を可変することにより、
使用上問題となる地域のない、例えばＧＰＳ受信機等の
受信機を構成可能な高周波受信回路を提供することであ
る。また、その構成は、複雑な構成とすることなく、一
つのＰＬＬ周波数シンセサイザでできる簡素な構成のダ
ブルスーパヘテロダイン式受信回路を提供することにあ
る。
号、基準発振器、第２ＩＦ信号の各出力周波数を固定状
態としたまま、第１ＩＦ周波数を可変することにより、
使用上問題となる地域のない、例えばＧＰＳ受信機等の
受信機を構成可能な高周波受信回路を提供することであ
る。また、その構成は、複雑な構成とすることなく、一
つのＰＬＬ周波数シンセサイザでできる簡素な構成のダ
ブルスーパヘテロダイン式受信回路を提供することにあ
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信信号を第
１のＩＦ信号に変換するための第１ＬＯと、この第１Ｉ
Ｆ信号を第２ＩＦ信号に変換するための第２ＬＯとを傭
え、さらに第１ＬＯを構成する１つの発振器と、この発
振器の出力を分周して第２ＬＯを構成する第１の可変分
周器と、前記第１の可変分周器の出力を分周する第２の
可変分周器と、これら第１及び第２の可変分周器の分周
値を所定の関係で制御する可変分周制御回路と、前記第
２の可変分周器の出力を分周する１つ以上の固定分周器
と、所定の周波数を出力する基準発振器と、前記固定分
周器の出力と基準発振器の出力を比較して前記発振器の
発振周波数を制御する位相比較器とを備えることを特徴
とする。特に、第１及び第２の可変分周器の分周数は、
それぞれ２進法の桁数可変の分周値に制御でき、かつ両
可変分周器の桁数は互いに相関を持ち、かつ、その一方
が奇数の分周値を取ることによりトータル分周数を可変
できるように構成される。
１のＩＦ信号に変換するための第１ＬＯと、この第１Ｉ
Ｆ信号を第２ＩＦ信号に変換するための第２ＬＯとを傭
え、さらに第１ＬＯを構成する１つの発振器と、この発
振器の出力を分周して第２ＬＯを構成する第１の可変分
周器と、前記第１の可変分周器の出力を分周する第２の
可変分周器と、これら第１及び第２の可変分周器の分周
値を所定の関係で制御する可変分周制御回路と、前記第
２の可変分周器の出力を分周する１つ以上の固定分周器
と、所定の周波数を出力する基準発振器と、前記固定分
周器の出力と基準発振器の出力を比較して前記発振器の
発振周波数を制御する位相比較器とを備えることを特徴
とする。特に、第１及び第２の可変分周器の分周数は、
それぞれ２進法の桁数可変の分周値に制御でき、かつ両
可変分周器の桁数は互いに相関を持ち、かつ、その一方
が奇数の分周値を取ることによりトータル分周数を可変
できるように構成される。
【００１５】また、本発明は、基準発振器の発振周波数
に基づいて第１局発回路と第２の局発回路を駆動させ、
前記第１局発回路で受信信号を第１の中間周波信号に変
換し、前記第２局発回路で前記第１の中間周波信号を第
２の中間周波信号に変換するダブルスーパヘテロダイン
式受信回路において、前記第１局発回路と第２の局発回
路の間に前記第１局発回路の出力周波数をＡ分周する第
１の分周器と、前記第２の局発回路の出力周波数をＢ分
周する第２の分周器と、前記第２の分周器のＢ分周した
結果と前記基準発振器の発振周波数とを位相比較する位
相比較器を備え、前記ＡとＢとが指数関数的な関係にあ
ることを特徴とする。
に基づいて第１局発回路と第２の局発回路を駆動させ、
前記第１局発回路で受信信号を第１の中間周波信号に変
換し、前記第２局発回路で前記第１の中間周波信号を第
２の中間周波信号に変換するダブルスーパヘテロダイン
式受信回路において、前記第１局発回路と第２の局発回
路の間に前記第１局発回路の出力周波数をＡ分周する第
１の分周器と、前記第２の局発回路の出力周波数をＢ分
周する第２の分周器と、前記第２の分周器のＢ分周した
結果と前記基準発振器の発振周波数とを位相比較する位
相比較器を備え、前記ＡとＢとが指数関数的な関係にあ
ることを特徴とする。
【００１６】［作用］２つの局部発振周波数を同時に可
変し、且つ周波数の相関を持たせるため、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ部の２進法の桁数可変可能な分周器は、両
者の桁数は互いに相関を持ち、且つその一方が奇数の分
周値を取るような動作をする。又その動作は指数関数に
基づいて、各分周器の分周値を設定することで、限定さ
れたＲＦ周波数に対応し、例えば全世界対応のＧＰＳ受
信機を得ることができる。
変し、且つ周波数の相関を持たせるため、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ部の２進法の桁数可変可能な分周器は、両
者の桁数は互いに相関を持ち、且つその一方が奇数の分
周値を取るような動作をする。又その動作は指数関数に
基づいて、各分周器の分周値を設定することで、限定さ
れたＲＦ周波数に対応し、例えば全世界対応のＧＰＳ受
信機を得ることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明の基本構成を示すブロ
ック回路図である。同図において、受信されたＲＦ信号
（周波数：ｆＲＦ）はＲＦ増幅器１１で増幅され、第１
ミキサ１２において第１ＩＦ信号に周波数変換され、第
１ＩＦ増幅器１３により増幅される。増幅された第１Ｉ
Ｆ信号は第２ミキサ１４において第２ＩＦ信号に周波数
変換され、第２ＩＦ増幅器１５により増幅され、図外の
復調器等に出力される。前記第１ミキサ１２には第１Ｌ
０としてＶＣ０１６の発振出力（周波数：ｆ１ＬＯ）が
入力される。また、このＶＣ０１６の出力は第１可変分
周器１７（分周値：Ａ）で分周され、この分周出力が前
記第２ミキサ１３に第２ＬＯとして供給される。また、
この第２Ｌ０としての出力は第２可変分周器１８（分周
値：Ｂ）で分周され、さらに第１固定分周器１９（分周
値：Ｃ）において分周される。
参照して説明する。図１は本発明の基本構成を示すブロ
ック回路図である。同図において、受信されたＲＦ信号
（周波数：ｆＲＦ）はＲＦ増幅器１１で増幅され、第１
ミキサ１２において第１ＩＦ信号に周波数変換され、第
１ＩＦ増幅器１３により増幅される。増幅された第１Ｉ
Ｆ信号は第２ミキサ１４において第２ＩＦ信号に周波数
変換され、第２ＩＦ増幅器１５により増幅され、図外の
復調器等に出力される。前記第１ミキサ１２には第１Ｌ
０としてＶＣ０１６の発振出力（周波数：ｆ１ＬＯ）が
入力される。また、このＶＣ０１６の出力は第１可変分
周器１７（分周値：Ａ）で分周され、この分周出力が前
記第２ミキサ１３に第２ＬＯとして供給される。また、
この第２Ｌ０としての出力は第２可変分周器１８（分周
値：Ｂ）で分周され、さらに第１固定分周器１９（分周
値：Ｃ）において分周される。
【００１８】一方、基準発振器２０は周波数（ｆＲＥ
Ｆ）が固定された、例えば水晶、セシウム等の精密な周
波数の発振信号を出力し、この発振信号は第２固定分周
器２１（分周値：Ｄ）において分周される。そして、前
記第１および第２の各固定分周器１９，２１の各出力は
位相比較器２２において比較され、その位相比較結果に
基づいて、前記ＶＣ０１６を制御する構成とされてい
る。この位相比較器２２とＶＣ０１６、各分周器、基準
発振器２０、不図示のローパスフィルタ等で一つのＰＬ
Ｌ回路わ構成している。また、前記第１及び第２の可変
分周器１７，１８の分周値Ａ，Ｂは可変分周制御回路２
３によって、不図示の操作部からの第１周波数の指示等
に従って制御されるように構成されている。
Ｆ）が固定された、例えば水晶、セシウム等の精密な周
波数の発振信号を出力し、この発振信号は第２固定分周
器２１（分周値：Ｄ）において分周される。そして、前
記第１および第２の各固定分周器１９，２１の各出力は
位相比較器２２において比較され、その位相比較結果に
基づいて、前記ＶＣ０１６を制御する構成とされてい
る。この位相比較器２２とＶＣ０１６、各分周器、基準
発振器２０、不図示のローパスフィルタ等で一つのＰＬ
Ｌ回路わ構成している。また、前記第１及び第２の可変
分周器１７，１８の分周値Ａ，Ｂは可変分周制御回路２
３によって、不図示の操作部からの第１周波数の指示等
に従って制御されるように構成されている。
【００１９】この構成によれば、可変分周制御回路２３
により第１及び第２の可変分周器１７，１８の分周値
Ａ，Ｂを制御することで、第１ＬＯの周波数ｆ１ＬＯ
と、第２ＬＯの周波数ｆ２ＬＯとを同時に、しかも所要
の関係を持って可変することが可能となる。この所定の
関係を維持することで、基準発振器２０の発振周波数ｆ
ＲＥＦを一定に保ったまま、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１
ＩＦを変化させることができ、その一方で受信信号の周
波数ｆＲＦと第２ＩＦ信号の周波数ｆ２ＩＦを固定状態
とし、所要の周波数の信号を受信し、これを所定の周波
数ｆ２ＩＦの第２ＩＦ信号として出力することが可能と
なる。したがって、ＶＣ０１６に関して１つのＰＬＬシ
ンセサイザを構成するのみで、第１ＩＦ信号の周波数を
適切に変化させることが可能となる。
により第１及び第２の可変分周器１７，１８の分周値
Ａ，Ｂを制御することで、第１ＬＯの周波数ｆ１ＬＯ
と、第２ＬＯの周波数ｆ２ＬＯとを同時に、しかも所要
の関係を持って可変することが可能となる。この所定の
関係を維持することで、基準発振器２０の発振周波数ｆ
ＲＥＦを一定に保ったまま、第１ＩＦ信号の周波数ｆ１
ＩＦを変化させることができ、その一方で受信信号の周
波数ｆＲＦと第２ＩＦ信号の周波数ｆ２ＩＦを固定状態
とし、所要の周波数の信号を受信し、これを所定の周波
数ｆ２ＩＦの第２ＩＦ信号として出力することが可能と
なる。したがって、ＶＣ０１６に関して１つのＰＬＬシ
ンセサイザを構成するのみで、第１ＩＦ信号の周波数を
適切に変化させることが可能となる。
【００２０】ここで、本発明の形態として、第１ＬＯ及
び第２Ｌ０がそれぞれアッパーローカルの場合と、ロワ
ーローカルの場合があり、またその場合２つの場合で分
周器のとる分周値と２つのＬ０の周波数の関係式は異な
るため、個々に説明する。なお、本発明の効果が顕著に
現れる例として、ＧＰＳ受信機の周波数を例にとる。
び第２Ｌ０がそれぞれアッパーローカルの場合と、ロワ
ーローカルの場合があり、またその場合２つの場合で分
周器のとる分周値と２つのＬ０の周波数の関係式は異な
るため、個々に説明する。なお、本発明の効果が顕著に
現れる例として、ＧＰＳ受信機の周波数を例にとる。
【００２１】（アッパーローカルの場合）ＲＦ受信周波
数は、民間用ＧＰＳ（Ｌ１）周波数として規定があり、
ｆＲＦ：１５７５．４２ＭＨｚである。一般にＧＰＳで
はすべての周波数関係は受信周波数ｆＲＦの１５４０分
の１、すなわち１.０２３ＭＨｚとして構成され、ｆｏ
＝１.０２３ＭＨｚと置かれる。ここで、ｆＲＦ＝１５
４０×ｆｏとなる。また、以下、ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆ
ＲＥＦ等はこのｆｏを基準として表現し、例えばｆＲＦ
＝１５４０（ｆｏ）やｆＲＦと表現する。また、ｆ２Ｉ
Ｆ，ｆＲＥＦは日本、北米で最も一般的に使用されてい
る、第２ＩＦ周波数ｆ２ＩＦ＝４（ｆｏ）、基準発振器
２０の発振周波数ｆＲＥＦ＝１６（ｆｏ）を例として取
り上げる。
数は、民間用ＧＰＳ（Ｌ１）周波数として規定があり、
ｆＲＦ：１５７５．４２ＭＨｚである。一般にＧＰＳで
はすべての周波数関係は受信周波数ｆＲＦの１５４０分
の１、すなわち１.０２３ＭＨｚとして構成され、ｆｏ
＝１.０２３ＭＨｚと置かれる。ここで、ｆＲＦ＝１５
４０×ｆｏとなる。また、以下、ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆ
ＲＥＦ等はこのｆｏを基準として表現し、例えばｆＲＦ
＝１５４０（ｆｏ）やｆＲＦと表現する。また、ｆ２Ｉ
Ｆ，ｆＲＥＦは日本、北米で最も一般的に使用されてい
る、第２ＩＦ周波数ｆ２ＩＦ＝４（ｆｏ）、基準発振器
２０の発振周波数ｆＲＥＦ＝１６（ｆｏ）を例として取
り上げる。
【００２２】２つのＬＯがアッパーローカルの場合、各
分周値をＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄとすると、ダブルスーパヘテロ
ダイン受信回路は下記関係式が成り立つ。
分周値をＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄとすると、ダブルスーパヘテロ
ダイン受信回路は下記関係式が成り立つ。
【００２３】 ｆ１ＩＦ＝ｆ１Ｌ０−ｆＲＦ＝１６・Ａ・Ｂ・Ｃ／Ｄ−１５４０ …（１） ｆ１ＩＦ＝ｆ２ＬＯ−ｆ２ＩＦ＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ−４ …（２） 式（１）、（２）により、 １６・Ａ・Ｂ・Ｃ／Ｄ−１５４０＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ−４ １６・（Ａ−１）・Ｂ・Ｃ／Ｄ＝１５３６ ∴ Ａ−１＝９６・Ｄ／（Ｂ・Ｃ） Ａ−１＝（２5×３×Ｄ）／（Ｂ・Ｃ） …（３） ここで、Ａ＝２p＋１， Ｂ＝２d， Ｃ：２x×３，
Ｄ＝２y とすると（但し、ｐ，ｄは整数で可変パラメ
ータ、ｘ，ｙは整数で任意の定数）、 ２p＝（２5×３×２y）／（２d×２x×３） ２p+d＝２5-x+y ∴ ｐ＋ｄ＝５−ｘ＋ｙ …（３） 上記式（２）より、 ｆ１ＩＦ＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ−４＝１６×２d×２x×３／２y−４ となる。また式（３）より、 ｆ１ＩＦ＝２9-p×３−４ …（４） ここで、ｆ１ＩＦ＞４， ９−ｐ≧０， ２p＋１≧３
から １≦ｐ≦５ であり、ｐは整数である。この計算結果を図１の回路の
各分周器に対応させた構成を図２（ａ）に示す。
Ｄ＝２y とすると（但し、ｐ，ｄは整数で可変パラメ
ータ、ｘ，ｙは整数で任意の定数）、 ２p＝（２5×３×２y）／（２d×２x×３） ２p+d＝２5-x+y ∴ ｐ＋ｄ＝５−ｘ＋ｙ …（３） 上記式（２）より、 ｆ１ＩＦ＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ−４＝１６×２d×２x×３／２y−４ となる。また式（３）より、 ｆ１ＩＦ＝２9-p×３−４ …（４） ここで、ｆ１ＩＦ＞４， ９−ｐ≧０， ２p＋１≧３
から １≦ｐ≦５ であり、ｐは整数である。この計算結果を図１の回路の
各分周器に対応させた構成を図２（ａ）に示す。
【００２４】（ロワーローカルの場合）２つのローカル
がロワーロ一カルの場合、ダブルスーパヘテロダイン受
信回路は下記関係式が成り立つ。
がロワーロ一カルの場合、ダブルスーパヘテロダイン受
信回路は下記関係式が成り立つ。
【００２５】 ｆ１ＩＦ＝ｆＲＦ−ｆ１ＬＯ＝１５４０−１６・Ａ・Ｂ・Ｃ／Ｄ …（５） ｆ１ＩＦ＝ｆ２ＬＯ＋ｆ２ＩＦ＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ＋４ …（６） 式（５）、（６）より、アッパーローカルの場合と同様
に計算すると、 Ａ＋１＝（２5×３×Ｄ）／（Ｂ・Ｃ） …（７） ここで、Ａ＝２p−１， Ｂ＝２d， Ｃ＝２x×３，
Ｄ＝２yとすると（ここで、ｐ，ｄは整数で可変パラメ
ータ、ｘ，ｙは整数で任意の定数）、 ２p＝（２5×３×２y）／（２d×２x×３） ２p+d＝２5-x+y ∴ ｐ＋ｄ＝５−ｘ＋ｙ …（３） この関係式はアッパーローカルの場合での式（３）と同
じである。
に計算すると、 Ａ＋１＝（２5×３×Ｄ）／（Ｂ・Ｃ） …（７） ここで、Ａ＝２p−１， Ｂ＝２d， Ｃ＝２x×３，
Ｄ＝２yとすると（ここで、ｐ，ｄは整数で可変パラメ
ータ、ｘ，ｙは整数で任意の定数）、 ２p＝（２5×３×２y）／（２d×２x×３） ２p+d＝２5-x+y ∴ ｐ＋ｄ＝５−ｘ＋ｙ …（３） この関係式はアッパーローカルの場合での式（３）と同
じである。
【００２６】従って、式（５）、（６）より、 ｆ１ＩＦ＝１６・Ｂ・Ｃ／Ｄ＋４＝〔２d×２x×３／２y〕×１６＋４ 式（３）より、 ｆ１１Ｆ＝２9-p×３＋４ …（８） ここで、ｆ１ＩＦ＞４， ９−ｐ≧Ｏ， ２p−１≧３
等から ２≦ｐ≦５ であり、ｐは整数である。この計算結果を図１の回路に
対応させた構成として図２（ｂ）に示す。
等から ２≦ｐ≦５ であり、ｐは整数である。この計算結果を図１の回路に
対応させた構成として図２（ｂ）に示す。
【００２７】なお、以上の説明における分周器の分周値
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄや周波数ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆＲＥＦは
説明のための例である。その他の周波数または２つのＬ
Ｏの片方がアッパーローカルで、もう片方がロワーロー
カルであるような場合でも、上記の式（３）、（４）、
（８）と同様の関係が成り立つことは言うまでもない。
以上のように、式（４）と式（８）から、ｆ１ＩＦは
第１可変分周器１７の分周値Ａの指数であるｐをパラメ
ータにした関係となっている。よって、アッパーローカ
ル、ロワーローカルのいずれの場合でも、第１及び第２
の可変分周器１７，１８の各分周値ＡとＢがダブルスー
パヘテロダイン方式の周波数関係から求めたｐとｄの関
係式が成り立つ値に設定すれば、ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆ
ＲＥＦが一定であっても、ｆ１ＩＦを独自に可変するこ
とが可能なことがわかる。
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄや周波数ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆＲＥＦは
説明のための例である。その他の周波数または２つのＬ
Ｏの片方がアッパーローカルで、もう片方がロワーロー
カルであるような場合でも、上記の式（３）、（４）、
（８）と同様の関係が成り立つことは言うまでもない。
以上のように、式（４）と式（８）から、ｆ１ＩＦは
第１可変分周器１７の分周値Ａの指数であるｐをパラメ
ータにした関係となっている。よって、アッパーローカ
ル、ロワーローカルのいずれの場合でも、第１及び第２
の可変分周器１７，１８の各分周値ＡとＢがダブルスー
パヘテロダイン方式の周波数関係から求めたｐとｄの関
係式が成り立つ値に設定すれば、ｆＲＦ，ｆ２ＩＦ，ｆ
ＲＥＦが一定であっても、ｆ１ＩＦを独自に可変するこ
とが可能なことがわかる。
【００２８】また、アッパーローカルの場合、ｘ−ｙ＝
０とすると、可変分周器１７，１８の分周値ＡとＢは、
関係式（３）により次にような数値となる。
０とすると、可変分周器１７，１８の分周値ＡとＢは、
関係式（３）により次にような数値となる。
【００２９】（Ａ，Ｂ）＝（３３，１）、（１７，
２）、（９，４）、（３，１６） よって、Ａ＝２p＋１，Ｂ＝２dが示すとおり、指数関数
的な関係の動作を示すことがわかる。
２）、（９，４）、（３，１６） よって、Ａ＝２p＋１，Ｂ＝２dが示すとおり、指数関数
的な関係の動作を示すことがわかる。
【００３０】一方、ロワーローカルの場合、同様にｘ−
ｙ＝０とすると、可変分周器１７，１８の分周値ＡとＢ
は、関係式（３）により次にような値となる。
ｙ＝０とすると、可変分周器１７，１８の分周値ＡとＢ
は、関係式（３）により次にような値となる。
【００３１】（Ａ，Ｂ）＝（３１，１）、（１５，
２）、（７，４）、（３，８） よって、Ａ＝２p−１，Ｂ＝２dが示すとおり、指数関数
的な関係の動作であるが、Ａを２進数で表せば、 ２0＋２1＋２2＋２3＋２4， ２0＋２1＋２2＋２3， ２0＋２1＋２2， ２0＋２1， のように数列動作の一面を有している。
２）、（７，４）、（３，８） よって、Ａ＝２p−１，Ｂ＝２dが示すとおり、指数関数
的な関係の動作であるが、Ａを２進数で表せば、 ２0＋２1＋２2＋２3＋２4， ２0＋２1＋２2＋２3， ２0＋２1＋２2， ２0＋２1， のように数列動作の一面を有している。
【００３２】図３は本発明における２つのＬ０がアッパ
ーローカルの場合に、図２（ａ）の構成を実現するため
の第１の可変分周器１７として、最も一般的なモジュラ
ーズ・プリスケーラのようなフリップ・フロップ回路に
て構成した例である。同図に示すように、主に３つのＤ
フリップ・フロップＤＦＦ１１〜１３と３つのＴフリッ
プ・フロップＴＦＦ１１〜１３と、その他の論理ゲート
ＮＯＲや、バッファＢＵＦから構成する。このＤフリッ
プ・フロップとＴフリップ・フロップ各々については、
一般的に知られているものである。
ーローカルの場合に、図２（ａ）の構成を実現するため
の第１の可変分周器１７として、最も一般的なモジュラ
ーズ・プリスケーラのようなフリップ・フロップ回路に
て構成した例である。同図に示すように、主に３つのＤ
フリップ・フロップＤＦＦ１１〜１３と３つのＴフリッ
プ・フロップＴＦＦ１１〜１３と、その他の論理ゲート
ＮＯＲや、バッファＢＵＦから構成する。このＤフリッ
プ・フロップとＴフリップ・フロップ各々については、
一般的に知られているものである。
【００３３】ここでは、本発明を実現する際の動作につ
いて説明する。この構成の動作はＤフリップ・フロップ
ＤＦＦ１１〜１３とＴフリップ・フロップＴＦＦ１１に
より８分周を行う。後段のＴフリップ・フロップＴＦＦ
１２，１３は、それぞれのＭ端子に対応するＭ１，Ｍ２
入力がロー・レベル入力（Ｌ）の時、２分周を行うた
め、その基本分周数８に２倍を掛けた分周数になる。ま
た、Ｍ３はハイレベル入力（Ｈ）で上記の分周数を保持
し、ロー・入力（Ｌ）の時、本ブロックの総分周数に１
を加えた分周となる。上記Ｍ端子のハイ／ローの設定
は、可変分周制御回路２３によって行われる。これによ
り、図３の論理表に示すように可変分周数Ａとして必要
な値３３，１７，９を実現することは可能である。
いて説明する。この構成の動作はＤフリップ・フロップ
ＤＦＦ１１〜１３とＴフリップ・フロップＴＦＦ１１に
より８分周を行う。後段のＴフリップ・フロップＴＦＦ
１２，１３は、それぞれのＭ端子に対応するＭ１，Ｍ２
入力がロー・レベル入力（Ｌ）の時、２分周を行うた
め、その基本分周数８に２倍を掛けた分周数になる。ま
た、Ｍ３はハイレベル入力（Ｈ）で上記の分周数を保持
し、ロー・入力（Ｌ）の時、本ブロックの総分周数に１
を加えた分周となる。上記Ｍ端子のハイ／ローの設定
は、可変分周制御回路２３によって行われる。これによ
り、図３の論理表に示すように可変分周数Ａとして必要
な値３３，１７，９を実現することは可能である。
【００３４】また、図４にブロック回路図を示すよう
に、第２の可変分周器１８の分周値Ｂとして必要な値
１，２，４等も、同様に１つのスイッチＳＷと３つのＤ
フリップ・フロップＤＦＦ２１〜２３を組み合わせたフ
リップ・フロップ回路にて構成する。この構成におい
て、スイッチはそのＭ端子であるＭ１をＬ（ロー）で分
周せずスルー、つまり分周値１となり、Ｈ入力でＤフリ
ップ・フロップＤＦＦ２１〜２３が動作する。Ｄフリッ
プ・フロップＤＦＦ２１により２分周を行い、その後段
のＤフリップ・フロップＤＦＦ２２，２３は１つのＭ端
子をＨからＬの入力にすることより、基本分周数２に２
倍を掛けた分周数となる。このように図４の論理表に示
すように可変分周数Ｂとして、必要な分周値１，２，４
が実現可能である。
に、第２の可変分周器１８の分周値Ｂとして必要な値
１，２，４等も、同様に１つのスイッチＳＷと３つのＤ
フリップ・フロップＤＦＦ２１〜２３を組み合わせたフ
リップ・フロップ回路にて構成する。この構成におい
て、スイッチはそのＭ端子であるＭ１をＬ（ロー）で分
周せずスルー、つまり分周値１となり、Ｈ入力でＤフリ
ップ・フロップＤＦＦ２１〜２３が動作する。Ｄフリッ
プ・フロップＤＦＦ２１により２分周を行い、その後段
のＤフリップ・フロップＤＦＦ２２，２３は１つのＭ端
子をＨからＬの入力にすることより、基本分周数２に２
倍を掛けた分周数となる。このように図４の論理表に示
すように可変分周数Ｂとして、必要な分周値１，２，４
が実現可能である。
【００３５】一方、２つのＬＯがロワーローカルの場
合。第２可変分周器１８の分周値Ｂは前記と同様な回路
で可能であるが、第１可変分周器１７の分周値Ａは２進
数の数列的な値であるため、プログラマブル・カウンタ
のような計数回路により実現する。ここで第１可変分周
器を２進数５桁のカウンタＣＮＴ１１〜１５と遅延回路
ＤＬＹで構成した例を、図５に示す。この構成では、カ
ウンタＣＮＴ１１〜１５はそれぞれの２進数の桁ごとに
割り当てられている。カウンタＣＮＴ１１が０桁目で、
カウンタＣＮＴ１５が４桁目である。それぞれのカウン
タＣＮＴ１１〜１５のビットＤ、つまりＤ１〜Ｄ５に１
を立てるごとに各桁の分周が加算される。Ｄ１にビット
を立てた時には２0＝１，Ｄ１〜Ｄ５までビットを立て
た時２0＋２ 1＋２2＋２3＋２4＝３１となる。こうして
論理表に示すように、分周値Ａとして１，３，７，１
５，３１が得られる。
合。第２可変分周器１８の分周値Ｂは前記と同様な回路
で可能であるが、第１可変分周器１７の分周値Ａは２進
数の数列的な値であるため、プログラマブル・カウンタ
のような計数回路により実現する。ここで第１可変分周
器を２進数５桁のカウンタＣＮＴ１１〜１５と遅延回路
ＤＬＹで構成した例を、図５に示す。この構成では、カ
ウンタＣＮＴ１１〜１５はそれぞれの２進数の桁ごとに
割り当てられている。カウンタＣＮＴ１１が０桁目で、
カウンタＣＮＴ１５が４桁目である。それぞれのカウン
タＣＮＴ１１〜１５のビットＤ、つまりＤ１〜Ｄ５に１
を立てるごとに各桁の分周が加算される。Ｄ１にビット
を立てた時には２0＝１，Ｄ１〜Ｄ５までビットを立て
た時２0＋２ 1＋２2＋２3＋２4＝３１となる。こうして
論理表に示すように、分周値Ａとして１，３，７，１
５，３１が得られる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、第１ＬＯ
としての発振器の出力を第１可変分周器で分周して第２
ＬＯの出力とし、かつこの出力を第２可変分周器で分周
し、かつ第１固定分周器で分周した上で、基準発振器の
出力を第２固定分周器で分周した出力と位相比較して前
記第１局部発振器を制御し、その上で第１及び第２の各
可変分周器の分周値を所定の関係で制御しているので、
受信周波数、第２ＩＦ信号の周波数、基準発振器の周波
数をそれぞれ固定したままで、第１ＩＦ信号の周波数を
任意に変化させるといういままでにない動作が可能とな
る。
としての発振器の出力を第１可変分周器で分周して第２
ＬＯの出力とし、かつこの出力を第２可変分周器で分周
し、かつ第１固定分周器で分周した上で、基準発振器の
出力を第２固定分周器で分周した出力と位相比較して前
記第１局部発振器を制御し、その上で第１及び第２の各
可変分周器の分周値を所定の関係で制御しているので、
受信周波数、第２ＩＦ信号の周波数、基準発振器の周波
数をそれぞれ固定したままで、第１ＩＦ信号の周波数を
任意に変化させるといういままでにない動作が可能とな
る。
【００３７】これにより、第１ＩＦ信号の周波数を強電
界で放送する放送局の周波数帯や、逆に他の受信機に影
響を与えたりする周波数帯を避けることにより、電波環
境に依存する受信精度の劣化を防止でき、且つこれによ
り電波環境の影響を受けにくくするため、１台で地域の
限定を受けることなく使用でき受信回路が得られる。ま
た、本発明では、従来技術のように基準発振器の発振周
波数を変化させる必要がないため、ＰＬＬシンセサイザ
回路構成が１つで済み、構成の簡略化が実現できるとと
もに、分周器の構成が簡素となって、その小型化が可能
となり、高周波機器の小型化にも貢献できる。
界で放送する放送局の周波数帯や、逆に他の受信機に影
響を与えたりする周波数帯を避けることにより、電波環
境に依存する受信精度の劣化を防止でき、且つこれによ
り電波環境の影響を受けにくくするため、１台で地域の
限定を受けることなく使用でき受信回路が得られる。ま
た、本発明では、従来技術のように基準発振器の発振周
波数を変化させる必要がないため、ＰＬＬシンセサイザ
回路構成が１つで済み、構成の簡略化が実現できるとと
もに、分周器の構成が簡素となって、その小型化が可能
となり、高周波機器の小型化にも貢献できる。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック回路図であ
る。
る。
【図２】本発明がアッパーローカル、ロワーローカルの
場合の各分周器の分周値の関係を示す図である。
場合の各分周器の分周値の関係を示す図である。
【図３】本発明によるアッパーローカルの場合の第１可
変分局器の構成例を示す図である。
変分局器の構成例を示す図である。
【図４】本発明によるアッパーローカルの場合の第２可
変分周器の構成例を示す図である。
変分周器の構成例を示す図である。
【図５】本発明によるロワーローカルの場合の第１可変
分周器の構成例を示す図である。
分周器の構成例を示す図である。
【図６】従来の受信回路の一例を示すブロック回路図で
ある。
ある。
【図７】従来の受信回路の一例を示すブロック回路図で
ある。
ある。
【図８】従来の受信回路の他の例を示すブロック回路図
である。
である。
１１ ＲＦ増幅器 １２ 第１ミキサ １３ 第１ＩＦ増幅器 １４ 第２ミキサ １５ 第２ＩＦ増幅器 １６，４２ ＶＣＯ １７ 第１可変分周器 １８ 第２可変分周器 １９ 第１固定分周器 ２０，４７ 基準発振器 ２１ 第２固定分周器 ２２，４５ 位相比較器 ２３，３２ 可変分周制御回路 ２４−２９，４４，４６ 固定分周器 ３０，３１，４２，４３ 可変分周器 ５０ ローパスフィルタ
Claims (8)
- 【請求項１】 基準発振器の発振周波数に基づいて第１
局発回路と第２の局発回路を駆動させ、前記第１局発回
路で受信信号を第１の中間周波信号に変換し、前記第２
局発回路で前記第１の中間周波信号を第２の中間周波信
号に変換するダブルスーパヘテロダイン式受信方法にお
いて、 前記受信信号の周波数と、前記基準発振器の発振周波
数、前記第２の中間周波信号の各周波数を固定状態とし
たまま、前記第１の中間周波信号の周波数を可変するこ
とが可能なダブルスーパヘテロダイン式受信方法。 - 【請求項２】 基準発振器の発振周波数に基づいて第１
局発回路と第２の局発回路を駆動させ、前記第１局発回
路で受信信号を第１の中間周波信号に変換し、前記第２
局発回路で前記第１の中間周波信号を第２の中間周波信
号に変換するダブルスーパヘテロダイン式受信回路にお
いて、 前記第１局発回路と第２の局発回路の間に前記第１局発
回路の出力周波数をＡ分周する第１の分周器と、前記第
２の局発回路の出力周波数をＢ分周する第２の分周器
と、前記第２の分周器のＢ分周した結果と前記基準発振
器の発振周波数とを位相比較する位相比較器を備え、前
記ＡとＢとが指数関数的な関係にあることを特徴とする
ダブルスーパヘテロダイン式受信回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載のダブルスーパヘテロダ
イン式受信回路において、Ａ＝２p±１，Ｂ＝２d （但
し、ｐ，ｄは整数で可変パラメータである。）である指
数が一定の関係を有することにより前記第１の中間周波
信号の周波数を可変できることを特徴とするダブルスー
パヘテロダイン式受信回路。 - 【請求項４】 請求項１又は２に記載のダブルスーパヘ
テロダイン式受信回路において、前記第１局発回路の発
振周波数は前記位相比較器の出力により制御されるＰＬ
Ｌシンセサイザ回路を構成することを特徴とするダブル
スーパヘテロダイン式受信回路。 - 【請求項５】 受信信号を第１の中間周波信号に変換す
るための第１の局発回路と、前記第１の中間周波信号を
第２の中間周波信号に変換するための第２の局発回路と
を備えるダブルスーパヘテロダイン式受信回路におい
て、 前記第１の局発回路を構成する１つの発振器と、この発
振器の出力を分周して前記第２の局発回路を構成する第
１の可変分周器と、前記第１の可変分周器の出力を分周
する第２の可変分周器と、前記第１及び第２の可変分周
器の分周値を所定の関係で制御する可変分周制御回路
と、前記第２の可変分周器の出力を分周する１つ以上の
固定分周器と、所定の周波数を出力する基準発振器と、
前記固定分周器の出力と前記基準発振器の出力を比較し
て前記発振器の発振周波数を制御する位相比較器とを備
えることを特徴とするダブルスーパヘテロダイン式受信
回路。 - 【請求項６】 前記第１及び第２の可変分周器の分周数
は、それぞれ２進法の桁数可変の分周値に制御でき、か
つ両可変分周器の桁数は互いに相関を持ち、かつ、その
一方が奇数の分周値を取ることによりトータル分周数を
可変できるように構成される請求項５に記載のダブルス
ーパヘテロダイン式受信回路。 - 【請求項７】 前記第１の可変分周器の分周数をＡ、前
記第２の可変分周器の分周数をＢ、前記固定分周器の分
周数をＣとすると、前記第１の中間周波信号の周波数ｆ
１ＩＦは、 ｆ１ＩＦ＝（１６・Ａ・Ｂ−１５４０）ｆ0（但し、ｆ0
は前記受信信号の周波数の１／１５４０である） であり、 Ａ＝２p±１，Ｂ＝２d （但し、ｐ，ｄは整数で可変パ
ラメータである。） である指数が一定の関係を有することにより前記第１の
中間周波信号の周波数ｆ１ＩＦを可変できることを特徴
とする請求項５に記載のダブルスーパーへテロダイン式
受信回路。 - 【請求項８】 請求項５又は６に記載のダブルスーパヘ
テロダイン式受信回路において、前記第１及び第２の可
変分周器の分周値との所定の関係は、前記第１可変分周
器の分周値Ａとし、第２の可変分周器の分周値をＢとし
た場合、 Ａ＝２p±１，Ｂ＝２d （但し、ｐ，ｄは整数で可変パ
ラメータである。） の関係を有することを特徴とするダブルスーパヘテロダ
イン式受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09261457A JP3120973B2 (ja) | 1996-09-27 | 1997-09-26 | ダブルスーパヘテロダイン式受信方法とその受信回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-256237 | 1996-09-27 | ||
| JP25623796 | 1996-09-27 | ||
| JP09261457A JP3120973B2 (ja) | 1996-09-27 | 1997-09-26 | ダブルスーパヘテロダイン式受信方法とその受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10154945A true JPH10154945A (ja) | 1998-06-09 |
| JP3120973B2 JP3120973B2 (ja) | 2000-12-25 |
Family
ID=26542648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09261457A Expired - Fee Related JP3120973B2 (ja) | 1996-09-27 | 1997-09-26 | ダブルスーパヘテロダイン式受信方法とその受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3120973B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010059868A (ko) * | 1999-12-30 | 2001-07-06 | 윤종용 | 듀얼 위상동기루프의 주파수 발생 방법 |
| JP2003520484A (ja) * | 2000-01-11 | 2003-07-02 | エリクソン インコーポレイテッド | 周波数シンセサイザの局部発振器用ディジタル・ディバイダ |
| KR100580086B1 (ko) * | 1999-12-31 | 2006-05-16 | 주식회사 케이티 | 파추적법을 이용한 위성 이동통신 시스템에서의 전파환경모델링 방법 |
-
1997
- 1997-09-26 JP JP09261457A patent/JP3120973B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010059868A (ko) * | 1999-12-30 | 2001-07-06 | 윤종용 | 듀얼 위상동기루프의 주파수 발생 방법 |
| KR100580086B1 (ko) * | 1999-12-31 | 2006-05-16 | 주식회사 케이티 | 파추적법을 이용한 위성 이동통신 시스템에서의 전파환경모델링 방법 |
| JP2003520484A (ja) * | 2000-01-11 | 2003-07-02 | エリクソン インコーポレイテッド | 周波数シンセサイザの局部発振器用ディジタル・ディバイダ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3120973B2 (ja) | 2000-12-25 |
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