JPH05111281A - 誘導電動機の速度制御方法および装置 - Google Patents
誘導電動機の速度制御方法および装置Info
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- JPH05111281A JPH05111281A JP3295151A JP29515191A JPH05111281A JP H05111281 A JPH05111281 A JP H05111281A JP 3295151 A JP3295151 A JP 3295151A JP 29515191 A JP29515191 A JP 29515191A JP H05111281 A JPH05111281 A JP H05111281A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機の回転軸に機構部品を取り付けな
いで誘導電動機回転数を検出し、速度制御を行う。 【構成】 測定用微少信号をパルス幅変調インバータの
変調信号に重畳して誘導電動機に供給し、誘導電動機電
流から電動機回転数を検出しするものであって、前記微
少信号電流が最小になるときの信号周波数を前記誘導電
動機の回転数とする手段を備える。
いで誘導電動機回転数を検出し、速度制御を行う。 【構成】 測定用微少信号をパルス幅変調インバータの
変調信号に重畳して誘導電動機に供給し、誘導電動機電
流から電動機回転数を検出しするものであって、前記微
少信号電流が最小になるときの信号周波数を前記誘導電
動機の回転数とする手段を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを用いてモ
ータを回転させ、速度フィードバック信号により、所用
の回転数に一致させるいわゆるスカラ閉ループ速度制御
回路において速度検出にパルスジェネレータ等の機械的
手段を用いずに、電気的に近似値を検出して回転数制御
を行う誘導電動機制御回路に関するものである。
ータを回転させ、速度フィードバック信号により、所用
の回転数に一致させるいわゆるスカラ閉ループ速度制御
回路において速度検出にパルスジェネレータ等の機械的
手段を用いずに、電気的に近似値を検出して回転数制御
を行う誘導電動機制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来は、「パワーエレクトロニクス＆Ａ
Ｃドライブ」（B.K. Bose 著、秦泉寺敏正、内藤治夫
訳）の３０３ページに記載されているように、モータの
速度制御を精度よく行う閉ループ速度制御の速度検出の
手段として、タコメータ等の機械的センサを用いてい
た。
Ｃドライブ」（B.K. Bose 著、秦泉寺敏正、内藤治夫
訳）の３０３ページに記載されているように、モータの
速度制御を精度よく行う閉ループ速度制御の速度検出の
手段として、タコメータ等の機械的センサを用いてい
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来技術で
は、モータに機械的なタコメータやパルスジェネレータ
を取り付ける必要があり、機構部品が増え、信頼性の低
下、作業および部品コストの上昇を招いていた。また、
取付けそのものも困難な場合が多かった。そこで本発明
は、モータ回転軸に機構部品を取り付けることなくモー
タ回転周波数を検出し、速度制御に応用することを目的
とする。
は、モータに機械的なタコメータやパルスジェネレータ
を取り付ける必要があり、機構部品が増え、信頼性の低
下、作業および部品コストの上昇を招いていた。また、
取付けそのものも困難な場合が多かった。そこで本発明
は、モータ回転軸に機構部品を取り付けることなくモー
タ回転周波数を検出し、速度制御に応用することを目的
とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明ではモータ回転用指令周波数とは別の微小正
弦波信号を用いる。モータが回転しているとき、一定ま
たは周波数に比例した電圧の正弦波信号をモータに与え
ると、モータ回転周波数と同信号の周波数が比較的近い
範囲において、その両者がほぼ一致したとき、上記信号
のモータ電流値が最小となる。これを利用して、回転中
のモータにその回転に影響を与えない程度の微小レベル
の信号を加え、その周波数を変化させ、モータに流れる
同信号の電流値が最小になる点を探すことで、モータ回
転数を近似する目的が達成される。
め、本発明ではモータ回転用指令周波数とは別の微小正
弦波信号を用いる。モータが回転しているとき、一定ま
たは周波数に比例した電圧の正弦波信号をモータに与え
ると、モータ回転周波数と同信号の周波数が比較的近い
範囲において、その両者がほぼ一致したとき、上記信号
のモータ電流値が最小となる。これを利用して、回転中
のモータにその回転に影響を与えない程度の微小レベル
の信号を加え、その周波数を変化させ、モータに流れる
同信号の電流値が最小になる点を探すことで、モータ回
転数を近似する目的が達成される。
【０００５】
【作用】上記手段により、タコメータ等の機械的手段を
用いずに、モータ回転数を検出し、閉ループ速度制御が
行える。
用いずに、モータ回転数を検出し、閉ループ速度制御が
行える。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を用いて説明す
る。図１は本発明の一実施例に係る誘導電動機駆動用制
御装置の回路構成図である。図において、１は三相交流
電源、２は整流回路、３はＰＷＭインバータ、４は電流
検出器、（ＰＣＣＴ）５は三相誘導電動機（以後、モー
タと略記する）、６はモータ回転数検出回路、７は周波
数補正回路、８は周波数電圧変換回路、９、１０は正弦
波波形発生回路、１１は９、１０の波形を合成するＰＷ
Ｍ変調信号合成回路である。モータ回転数検出回路６の
初期出力をωs ，ω2 ，Ｖ2 ＝０とすると、本回路は通
常のＰＷＭインバータによるオープンループ制御として
動作し、周波数指令ωr が与えられると、モータは角速
度ωmで回転し、ωs （＝ωr −ωm ）のすべり量が発
生する。ωs は負荷の大きさに影響される。今、モータ
回転数検出回路６より回転数検出用信号の電圧Ｖ2 （振
幅）および周波数ω2 を出力し、１０、１１を経て３へ
与えると、モータ固定子にω2 成分の電流が生じる。ω
2 はωr に対し独立であるから、Ｖ2 を非常に小さく
し、モータ回転に影響を与えないようにすると、ω2 は
自由に変化させ得る。Ｖ2 一定、またはＶ2 ／ω2 一定
でω2 をωr 近傍で変化させると、ω2 ＝ωm のときω
2 成分の電流は最小になる。従ってモータ回転数検出回
路６では、電流検出器４の出力Ｖ4 からω2 成分
（Ｖ3 ）を抽出すると同時に、ω2 を変化させたとき、
そのＶ3 のレベルの変化を監視し、Ｖ3 が最低になると
きのω2 をモータ回転数ωm として保持するとともに、
ωs （＝ωr −ωm ）を出力し、周波数補正回路７で周
波数補正を行う。よって周波数補正回路７の出力ω1 は
ω1 ＝ωr ＋ωS となり、指令周波数がすべり量だけシ
フトしたこととなり、モータ回転数はほぼ指令値ωr に
一致する。図２はモータ回転数検出回路６の詳細であ
る。図において、６８はタイミング回路で図４に示すＴ
1 、Ｔ2 を出力する。６５のスイープ回路にＴ1 が入力
されるとその立上り時に、ω2 をある値ω2(n)からω2
(n＋1)に変化させる。その変化値領域は、ωr ±Δω
（Δωは予想されるすべり量の数倍）に制限し、変化方
向は単調増加である。６６の周波数電圧変換回路では、
ω2 に対するＶ2 を比例または一定値でＶ2 を発生させ
る。６７のスイッチング回路では、図４に示すようにＰ
ＷＭ変調波がＴ2 ＝Ｌｏｗでω1 、Ｈｉｇｈでω1 ＋ω
2 になるよう、スイッチングする。（ω1 は常に連続し
ている）。６１のフィルタＢＰＦ１は、６２のＡ／Ｄコ
ンバータでデジタル化するための折り返し防止用で、Ｐ
ＷＭキャリアおよびその高調波、側波電流検出器ＤＣ成
分等を除去する帯域に設定する。このときの信号スペク
トラムを図８に示す。（ａ）は電流検出器４の出力スペ
クトラムであり、ωc はＰＷＭキャリアである。（ｂ）
はフィルタ６１の周波数特性であり、ωr 、ω2 成分お
よび周辺の帯域内ノイズのみ通過する。Ａ／Ｄコンバー
タ６２で信号をデジタル化し、６３のω2 成分レベル検
出回路（後述）にてω2 成分のみを検波し、そのレベル
Ｖ3 を出力する。６４はすべり周波数検出回路である。
ω2 成分レベル検出回路６３の詳細を図５に示す。６３
１のＢＰＦ２はω2 をセンタとしたデジタルフィルタ、
６３２のＢＰＦ３はωr をセンタとしたデジタルフィル
タであり、図８の（ｃ）、（ｄ）にそれぞれの周波数特
性概要を示す。フィルタの構成法や、特性の具体的なも
のは本発明の趣旨に影響を与えないため省略する。ＢＰ
Ｆ２は、ωr やノイズを除去するためのものであるが、
ω2 とωr が近いときやωr がω2 に比べてレベルが非
常に大きい（ωr ／ω2 ＞４０ｄＢ）ことを考慮する
と、ω2 のＳ／Ｎを確保するには非常に急峻で多次数の
フィルタが必要になり困難になる。そこで本発明では電
流検出器で検出したω1成分と直交した成分を検波する
同期検波を、６３２のＢＰＦ３、６３４の同期検出回
路、６３３の同期検波回路にて行う。６３２は先に述べ
たようにω1 成分を抽出する。周波数があらかじめ分か
っているので精度のいいフィルタが構成できる。Ｔ2 が
Ｌｏｗのとき、ω1 のみになるから６３４ではその時間
内にω1 の位相を検出し、９０°位相のずれたω1'を出
力する。Ｔ2 がＨｉｇｈのときは同位相で出力する。こ
れらの機能はデジタルＰＬＬやソフト的に零クロス点を
検出する方法を用いる。同期検波回路６３３はω1'のピ
ーク点でデジタルフィルタ６３１からの信号をサンプル
する方法で動作する。６３３の動作を図３にベクトル図
で示す。６３１出力Ｖωは図示するようにω1 の電圧ベ
クトルＶω1 を基準に描くと、周期ω1 ω2 で回転する
ベクトル環を描く。従って、Ｖω1 と直交する成分のピ
ークは、あるタイミングでω2 成分の電圧Ｖω2 に一致
する。よって同期検波回路６３３出力のピークを６３５
のピーク保持回路で保持することにより、ω2 成分のレ
ベルＶ3 を知ることができる。この方法は、Ｖω1 のレ
ベルに影響されず検波できるので、Ｓ／Ｎのよい検出が
可能となる。例えば６３１出力の上下をクリップしても
低振幅領域では影響を受けず、ω2 のダイナミックレン
ジを大きく取れる。図６はすべて周波数検出回路６４の
詳細説明図である。Ｖ3 （ω2 成分の電流値を電圧変換
したもの）が入力されると、サンプルホールド回路６４
１によりＴ1 のタイミングで保持する。Ｔ1 はω2 を変
化させるタイミングであり、サンプルホールド回路６４
１出力はそれぞれのω2 のときのレベルを順次保持す
る。比較器６４２で６４１出力とＶ3を比較し、その符
号が反転（例えば負から正）したときを波形整形回路６
４３で検出し、タイミング信号としてサンプルホールド
回路６４４へ出力する。サンプルホールド回路６４４で
は波形整形回路６４３から信号が来たときのω2 の値を
保持し、比較器６４５へ出力する。比較器６４５では指
令値ωr とサンプルホールド回路６４４の出力を比較
し、すべり周波数ωs を出力する。図７は周波数補正回
路７の詳細説明図である。モータ回転数検出回路６でω
s が得られると、７２の積分回路、７３の加算回路、７
１のスイッチを経て、ωr を補正したω1 を出力する。
７２はωr とωm の誤差を零にするためのもので、６の
検出動作を１指令について１回しか行わない場合は、ω
r の補正も１回しか行わないので積分回路７２は不要と
なり、 ω1 ＝ωr ＋ωm ＝２ω−ωm となる。スイッチ７１がＡ側のときはすべり補償をしな
いモードであり、Ｂ側のときはすべり周波数を検出して
補償するモードである。なお、本実施例ではω2 成分の
検出方法としてω1 を基準とした同期検波方式を述べた
が、ω2 成分をω1 成分から分離する方法としては、ω
2 成分だけをあらかじめＯＮ／ＯＦＦして、検波時にω
1 成分は一定であるからω2 成分のレベルの変化を検出
して、等価的にω2 成分の変化を知るなど、ω2 信号送
出時に何らかの変調を施して、再生時にω2 成分の変調
波を検波することによっても、ω2 成分の最低値によっ
て、等価的にモータ回転数を得るという目的は達成でき
る。
る。図１は本発明の一実施例に係る誘導電動機駆動用制
御装置の回路構成図である。図において、１は三相交流
電源、２は整流回路、３はＰＷＭインバータ、４は電流
検出器、（ＰＣＣＴ）５は三相誘導電動機（以後、モー
タと略記する）、６はモータ回転数検出回路、７は周波
数補正回路、８は周波数電圧変換回路、９、１０は正弦
波波形発生回路、１１は９、１０の波形を合成するＰＷ
Ｍ変調信号合成回路である。モータ回転数検出回路６の
初期出力をωs ，ω2 ，Ｖ2 ＝０とすると、本回路は通
常のＰＷＭインバータによるオープンループ制御として
動作し、周波数指令ωr が与えられると、モータは角速
度ωmで回転し、ωs （＝ωr −ωm ）のすべり量が発
生する。ωs は負荷の大きさに影響される。今、モータ
回転数検出回路６より回転数検出用信号の電圧Ｖ2 （振
幅）および周波数ω2 を出力し、１０、１１を経て３へ
与えると、モータ固定子にω2 成分の電流が生じる。ω
2 はωr に対し独立であるから、Ｖ2 を非常に小さく
し、モータ回転に影響を与えないようにすると、ω2 は
自由に変化させ得る。Ｖ2 一定、またはＶ2 ／ω2 一定
でω2 をωr 近傍で変化させると、ω2 ＝ωm のときω
2 成分の電流は最小になる。従ってモータ回転数検出回
路６では、電流検出器４の出力Ｖ4 からω2 成分
（Ｖ3 ）を抽出すると同時に、ω2 を変化させたとき、
そのＶ3 のレベルの変化を監視し、Ｖ3 が最低になると
きのω2 をモータ回転数ωm として保持するとともに、
ωs （＝ωr −ωm ）を出力し、周波数補正回路７で周
波数補正を行う。よって周波数補正回路７の出力ω1 は
ω1 ＝ωr ＋ωS となり、指令周波数がすべり量だけシ
フトしたこととなり、モータ回転数はほぼ指令値ωr に
一致する。図２はモータ回転数検出回路６の詳細であ
る。図において、６８はタイミング回路で図４に示すＴ
1 、Ｔ2 を出力する。６５のスイープ回路にＴ1 が入力
されるとその立上り時に、ω2 をある値ω2(n)からω2
(n＋1)に変化させる。その変化値領域は、ωr ±Δω
（Δωは予想されるすべり量の数倍）に制限し、変化方
向は単調増加である。６６の周波数電圧変換回路では、
ω2 に対するＶ2 を比例または一定値でＶ2 を発生させ
る。６７のスイッチング回路では、図４に示すようにＰ
ＷＭ変調波がＴ2 ＝Ｌｏｗでω1 、Ｈｉｇｈでω1 ＋ω
2 になるよう、スイッチングする。（ω1 は常に連続し
ている）。６１のフィルタＢＰＦ１は、６２のＡ／Ｄコ
ンバータでデジタル化するための折り返し防止用で、Ｐ
ＷＭキャリアおよびその高調波、側波電流検出器ＤＣ成
分等を除去する帯域に設定する。このときの信号スペク
トラムを図８に示す。（ａ）は電流検出器４の出力スペ
クトラムであり、ωc はＰＷＭキャリアである。（ｂ）
はフィルタ６１の周波数特性であり、ωr 、ω2 成分お
よび周辺の帯域内ノイズのみ通過する。Ａ／Ｄコンバー
タ６２で信号をデジタル化し、６３のω2 成分レベル検
出回路（後述）にてω2 成分のみを検波し、そのレベル
Ｖ3 を出力する。６４はすべり周波数検出回路である。
ω2 成分レベル検出回路６３の詳細を図５に示す。６３
１のＢＰＦ２はω2 をセンタとしたデジタルフィルタ、
６３２のＢＰＦ３はωr をセンタとしたデジタルフィル
タであり、図８の（ｃ）、（ｄ）にそれぞれの周波数特
性概要を示す。フィルタの構成法や、特性の具体的なも
のは本発明の趣旨に影響を与えないため省略する。ＢＰ
Ｆ２は、ωr やノイズを除去するためのものであるが、
ω2 とωr が近いときやωr がω2 に比べてレベルが非
常に大きい（ωr ／ω2 ＞４０ｄＢ）ことを考慮する
と、ω2 のＳ／Ｎを確保するには非常に急峻で多次数の
フィルタが必要になり困難になる。そこで本発明では電
流検出器で検出したω1成分と直交した成分を検波する
同期検波を、６３２のＢＰＦ３、６３４の同期検出回
路、６３３の同期検波回路にて行う。６３２は先に述べ
たようにω1 成分を抽出する。周波数があらかじめ分か
っているので精度のいいフィルタが構成できる。Ｔ2 が
Ｌｏｗのとき、ω1 のみになるから６３４ではその時間
内にω1 の位相を検出し、９０°位相のずれたω1'を出
力する。Ｔ2 がＨｉｇｈのときは同位相で出力する。こ
れらの機能はデジタルＰＬＬやソフト的に零クロス点を
検出する方法を用いる。同期検波回路６３３はω1'のピ
ーク点でデジタルフィルタ６３１からの信号をサンプル
する方法で動作する。６３３の動作を図３にベクトル図
で示す。６３１出力Ｖωは図示するようにω1 の電圧ベ
クトルＶω1 を基準に描くと、周期ω1 ω2 で回転する
ベクトル環を描く。従って、Ｖω1 と直交する成分のピ
ークは、あるタイミングでω2 成分の電圧Ｖω2 に一致
する。よって同期検波回路６３３出力のピークを６３５
のピーク保持回路で保持することにより、ω2 成分のレ
ベルＶ3 を知ることができる。この方法は、Ｖω1 のレ
ベルに影響されず検波できるので、Ｓ／Ｎのよい検出が
可能となる。例えば６３１出力の上下をクリップしても
低振幅領域では影響を受けず、ω2 のダイナミックレン
ジを大きく取れる。図６はすべて周波数検出回路６４の
詳細説明図である。Ｖ3 （ω2 成分の電流値を電圧変換
したもの）が入力されると、サンプルホールド回路６４
１によりＴ1 のタイミングで保持する。Ｔ1 はω2 を変
化させるタイミングであり、サンプルホールド回路６４
１出力はそれぞれのω2 のときのレベルを順次保持す
る。比較器６４２で６４１出力とＶ3を比較し、その符
号が反転（例えば負から正）したときを波形整形回路６
４３で検出し、タイミング信号としてサンプルホールド
回路６４４へ出力する。サンプルホールド回路６４４で
は波形整形回路６４３から信号が来たときのω2 の値を
保持し、比較器６４５へ出力する。比較器６４５では指
令値ωr とサンプルホールド回路６４４の出力を比較
し、すべり周波数ωs を出力する。図７は周波数補正回
路７の詳細説明図である。モータ回転数検出回路６でω
s が得られると、７２の積分回路、７３の加算回路、７
１のスイッチを経て、ωr を補正したω1 を出力する。
７２はωr とωm の誤差を零にするためのもので、６の
検出動作を１指令について１回しか行わない場合は、ω
r の補正も１回しか行わないので積分回路７２は不要と
なり、 ω1 ＝ωr ＋ωm ＝２ω−ωm となる。スイッチ７１がＡ側のときはすべり補償をしな
いモードであり、Ｂ側のときはすべり周波数を検出して
補償するモードである。なお、本実施例ではω2 成分の
検出方法としてω1 を基準とした同期検波方式を述べた
が、ω2 成分をω1 成分から分離する方法としては、ω
2 成分だけをあらかじめＯＮ／ＯＦＦして、検波時にω
1 成分は一定であるからω2 成分のレベルの変化を検出
して、等価的にω2 成分の変化を知るなど、ω2 信号送
出時に何らかの変調を施して、再生時にω2 成分の変調
波を検波することによっても、ω2 成分の最低値によっ
て、等価的にモータ回転数を得るという目的は達成でき
る。
【０００７】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、タコメー
タやＰＧなどの機構部品をとりつけないで速度検出し、
閉ループ速度制御ができる効果がある。
タやＰＧなどの機構部品をとりつけないで速度検出し、
閉ループ速度制御ができる効果がある。
【図１】本発明の具体的実施例を示す図
【図２】モータ回転数検出回路６の詳細説明図
【図３】同期検波回路６３３の動作を説明するためのベ
クトル図
クトル図
【図４】ω2 出力タイミングを説明する図
【図５】ω2 成分検出回路６３の詳細説明図
【図６】すべり周波数検出回路６４の詳細説明図
【図７】周波数補正回路７の詳細説明図
【図８】電流検出信号及びフィルタの周波数特性表示図
１ 三相交流電源 ２ 整流回路 ３ ＰＷＭインバータ ４ 電流検出器 ５ 三相誘導電動機 ６ モータ回転数検出回路 ７ 指令周波数補正回路 ８ 周波数電圧変換回路 ９、１０ 正弦波波形発生回路 １１ ＰＷＭ変調信号合成回路
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源からパルス幅変調インバータを
介して給電される誘導電動機を備えたものにおいて、微
小信号電流を前記パルス幅変調インバータの変調信号に
重畳して前記誘導電動機に供給することにより、前記誘
導電動機の電流から前記誘導電動機の回転数を検出し、
前記誘導電動機を所望の回転数に一致するように前記パ
ルス幅変調インバータを制御することを特徴とする誘導
電動機の速度制御方法。 - 【請求項２】 前記誘導電動機の回転数を前記微小信号
電流が最小になる周波数で近似することを特徴とする請
求項１記載の誘導電動機の速度制御方法。 - 【請求項３】 前記微小信号電流をのある時間幅におけ
る平均値が、前記微少信号電流の周波数によらず一定ま
たはその周波数に比例していることを特徴とする請求項
１または２記載の誘導電動機の速度制御方法。 - 【請求項４】 三相交流電源と、この電源出力を整流す
る整流回路と、この整流回路の出力を交流に変換して誘
導電動機に与えるパルス幅変調インバータを備えた誘導
電動機の制御装置において、周波数指令にすべり量を加
算して出力する周波数補正回路と、この周波数補正回路
の出力を電圧に変換する周波数電圧変換回路と、この周
波数電圧変換回路の出力と前記周波数補正回路の出力を
入力し、回転数検出用信号の振幅と周波数および前記す
べり量を出力するモータ回転数検出回路の出力を入力
し、正弦波信号を発生する第２の正弦波形発生回路の出
力を加算するＰＷＭ変調信号合成回路を備え、このＰＷ
Ｍ変調信号合成回路の出力を前記パルス幅変調インバー
タに与えることを特徴とする誘導電動機の速度制御装
置。 - 【請求項５】 請求項４記載のモータ回転数検出回路が
前記誘導電動機の電流信号から前記周波数指令および前
記モータ回転数検出回路の出力周波数を通過させる第１
のバンドパスフィルタと、この第１のバンドパスフィル
タの出力を同期検波するＷ2 成分レベルに検出回路と、
このＷ2 成分レベル検出回路出力、前記周波数指令およ
び回転数検出用信号周波数Ｗ2 とを入力してすべり量を
送出するすべり周波数検出回路と、前記周波数指令を入
力して前記回転数検出用信号周波数Ｗ2 を出力するスイ
ープ回路と、このスイープ回路の出力周波数を電圧に変
換する周波数電圧変換回路とを備え、前記スイープ回路
の出力から回転数検出用信号周波数Ｗ2 を出力し、前記
周波数電圧変換回路の出力から回転数検出用信号振幅Ｖ
2 を出力することを特徴とする誘導電動機の速度制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3295151A JPH05111281A (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 誘導電動機の速度制御方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3295151A JPH05111281A (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 誘導電動機の速度制御方法および装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05111281A true JPH05111281A (ja) | 1993-04-30 |
Family
ID=17816927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3295151A Pending JPH05111281A (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 誘導電動機の速度制御方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05111281A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267468A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Meidensha Corp | インバータの制御方法とその装置 |
| KR20180107876A (ko) | 2017-03-23 | 2018-10-04 | 삼성전기주식회사 | 음향 공진기 |
-
1991
- 1991-10-14 JP JP3295151A patent/JPH05111281A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267468A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Meidensha Corp | インバータの制御方法とその装置 |
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