JPH05103026A - Ｐｓｋ信号復調装置 - Google Patents
Ｐｓｋ信号復調装置Info
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- JPH05103026A JPH05103026A JP29091891A JP29091891A JPH05103026A JP H05103026 A JPH05103026 A JP H05103026A JP 29091891 A JP29091891 A JP 29091891A JP 29091891 A JP29091891 A JP 29091891A JP H05103026 A JPH05103026 A JP H05103026A
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- JP
- Japan
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- signal
- frequency
- phase
- psk
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- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】通信信号に対してＤＦＴを行って得られる周波
数スペクトルを用いて周波数引き込みを行う従来のＰＳ
Ｋ信号復調方式において、通信信号を低域通過フィルタ
で帯域制限した信号のサンプルを間引くことにより、Ｄ
ＦＴの入力サンプル数を削減し、従来の問題であったＤ
ＦＴの処理時間少なくすることを目的とする。 【構成】ＰＳＫ受信信号を準同期検波および分岐後、ア
ナログ／デジタル信号変換行う。このデジタル信号の変
調帯域外の雑音を軽減したあと逓倍し、無変調成分を含
む信号を得る。逓倍した信号を低域通過フィルタで無変
調成分のみを通過させ、信号のサンプリングの間引きを
行う。目的とする周波数を得るためにサンプリング信号
の周波数スペクトルから電力の最大となるスペクトル成
分からＰＳＫ受信信号の周波数を推定し、この推定周波
数の位相と受信信号の位相を同期することにより復調信
号を得る構成からなる。
数スペクトルを用いて周波数引き込みを行う従来のＰＳ
Ｋ信号復調方式において、通信信号を低域通過フィルタ
で帯域制限した信号のサンプルを間引くことにより、Ｄ
ＦＴの入力サンプル数を削減し、従来の問題であったＤ
ＦＴの処理時間少なくすることを目的とする。 【構成】ＰＳＫ受信信号を準同期検波および分岐後、ア
ナログ／デジタル信号変換行う。このデジタル信号の変
調帯域外の雑音を軽減したあと逓倍し、無変調成分を含
む信号を得る。逓倍した信号を低域通過フィルタで無変
調成分のみを通過させ、信号のサンプリングの間引きを
行う。目的とする周波数を得るためにサンプリング信号
の周波数スペクトルから電力の最大となるスペクトル成
分からＰＳＫ受信信号の周波数を推定し、この推定周波
数の位相と受信信号の位相を同期することにより復調信
号を得る構成からなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、おもに無線通信におい
てＰＳＫ変調波の復調に用いられるＰＳＫ信号復調装置
に関するものである。
てＰＳＫ変調波の復調に用いられるＰＳＫ信号復調装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＰＳＫ信号復調装置として特願昭
62-265374 ，特願平1-49945 ，特願平1-327375等があ
り、その１つを図９により説明する。同図において、１
は準同期検波器、２はアナログ／ディジタル変換器、３
は低域通過フィルタ、４は逓倍器、７はＤＦＴ演算器、
８は周波数推定器、９は位相同期器である。この装置に
受信ＰＳＫ信号が入力されると、準同期検波器１によっ
てベースバンド付近の周波数を中心に持つ信号に変換さ
れる。ベースバンド付近の周波数に変換された信号をア
ナログ／ディジタル変換器２によってディジタル信号に
変換した後、低域通過フィルタ３によって、変調帯域外
の雑音を低減する。この信号を逓倍器４によってＭ逓倍
（Ｍ：逓倍数）することによって無変調信号を得ること
ができる。このとき、入力信号がＢＰＳＫ波ならばＭ＝
２、ＱＰＳＫ波ならばＭ＝４等となる。この無変調信号
に対して、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことにより、周波数軸上
のスペクトルに変換する。こうして得られたスペクトル
においては、無変調信号の周波数に対応したスペクトル
成分が最大の電力を持つ。このことから、周波数推定器
８において、得られたスペクトルのうち電力が最大とな
るスペクトル成分を探索することにより、対応する周波
数値を得ることができる。位相同期器９において、この
周波数値を用いて元のＰＳＫ信号の周波数を補正した
後、位相同期を行い、最適なクロック点の信号を出力す
ることにより復調が達成される。
62-265374 ，特願平1-49945 ，特願平1-327375等があ
り、その１つを図９により説明する。同図において、１
は準同期検波器、２はアナログ／ディジタル変換器、３
は低域通過フィルタ、４は逓倍器、７はＤＦＴ演算器、
８は周波数推定器、９は位相同期器である。この装置に
受信ＰＳＫ信号が入力されると、準同期検波器１によっ
てベースバンド付近の周波数を中心に持つ信号に変換さ
れる。ベースバンド付近の周波数に変換された信号をア
ナログ／ディジタル変換器２によってディジタル信号に
変換した後、低域通過フィルタ３によって、変調帯域外
の雑音を低減する。この信号を逓倍器４によってＭ逓倍
（Ｍ：逓倍数）することによって無変調信号を得ること
ができる。このとき、入力信号がＢＰＳＫ波ならばＭ＝
２、ＱＰＳＫ波ならばＭ＝４等となる。この無変調信号
に対して、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことにより、周波数軸上
のスペクトルに変換する。こうして得られたスペクトル
においては、無変調信号の周波数に対応したスペクトル
成分が最大の電力を持つ。このことから、周波数推定器
８において、得られたスペクトルのうち電力が最大とな
るスペクトル成分を探索することにより、対応する周波
数値を得ることができる。位相同期器９において、この
周波数値を用いて元のＰＳＫ信号の周波数を補正した
後、位相同期を行い、最適なクロック点の信号を出力す
ることにより復調が達成される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】以上に説明した従来の
ＰＳＫ復調装置においては、ＤＦＴ演算器に入力する時
点でディジタル信号になっていなければならない。一
方、周波数推定器８により推定される周波数の精度は、
ＤＦＴ演算器７により得られるスペクトルの周波数間隔
に依存し、周波数間隔Ｆd は、 Ｆd ＝ｆs ／Ｎs （１） ｆs : サンプリング速度 Ｎs : ＤＦＴ入力サンプル数 となり、ある一定の周波数推定精度を得るためには、サ
ンプリング速度ｆs が大きくなるとサンプリング速度ｆ
s に比例させてＤＦＴ入力サンプル数Ｎs を大きくしな
ければならない。
ＰＳＫ復調装置においては、ＤＦＴ演算器に入力する時
点でディジタル信号になっていなければならない。一
方、周波数推定器８により推定される周波数の精度は、
ＤＦＴ演算器７により得られるスペクトルの周波数間隔
に依存し、周波数間隔Ｆd は、 Ｆd ＝ｆs ／Ｎs （１） ｆs : サンプリング速度 Ｎs : ＤＦＴ入力サンプル数 となり、ある一定の周波数推定精度を得るためには、サ
ンプリング速度ｆs が大きくなるとサンプリング速度ｆ
s に比例させてＤＦＴ入力サンプル数Ｎs を大きくしな
ければならない。
【０００４】ところで、低域通過フィルタ３の通過帯域
幅をＢf とすると、逓倍器４の出力は雑音まで考慮する
とスペクトルの幅がＭ・Ｂf まで拡大するので、雑音成
分の折り返しを避けるために、例えば複素信号の場合Ｍ
・Ｂf 以上のサンプリング速度でサンプルされていなけ
ればならない。すなわち、目標とする周波数精度に対応
する周波数間隔Ｆd0を達成するために必要となる入力サ
ンプル数Ｎs0は、式（１）より少なくとも Ｎs0＝Ｍ・Ｂf ／Ｆd0 （２） となる。
幅をＢf とすると、逓倍器４の出力は雑音まで考慮する
とスペクトルの幅がＭ・Ｂf まで拡大するので、雑音成
分の折り返しを避けるために、例えば複素信号の場合Ｍ
・Ｂf 以上のサンプリング速度でサンプルされていなけ
ればならない。すなわち、目標とする周波数精度に対応
する周波数間隔Ｆd0を達成するために必要となる入力サ
ンプル数Ｎs0は、式（１）より少なくとも Ｎs0＝Ｍ・Ｂf ／Ｆd0 （２） となる。
【０００５】本発明は、上述した従来技術によるＰＳＫ
信号復調装置における周波数引き込みのための処理量を
削減するためになされたもので、従来技術よりも少ない
処理量で従来技術と同等の周波数引き込み精度が得られ
るＰＳＫ信号復調装置を提供することを目的とする。
信号復調装置における周波数引き込みのための処理量を
削減するためになされたもので、従来技術よりも少ない
処理量で従来技術と同等の周波数引き込み精度が得られ
るＰＳＫ信号復調装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、前述し
た従来技術によるＰＳＫ信号復調装置に対し、逓倍器の
後段に、低域通過フィルタ等による帯域制限の手段とサ
ンプルを間引く手段を付加することにある。
た従来技術によるＰＳＫ信号復調装置に対し、逓倍器の
後段に、低域通過フィルタ等による帯域制限の手段とサ
ンプルを間引く手段を付加することにある。
【０００７】
【作用】本発明は、上述のように、逓倍して得られた無
変調信号に対して低域通過フィルタ等によって帯域制限
を行うことにより、雑音成分の折り返しを生ずることな
くサンプリング速度を低減することができ、周波数スペ
クトルを得るための演算に要する処理量を削減すること
が可能となる。
変調信号に対して低域通過フィルタ等によって帯域制限
を行うことにより、雑音成分の折り返しを生ずることな
くサンプリング速度を低減することができ、周波数スペ
クトルを得るための演算に要する処理量を削減すること
が可能となる。
【０００８】
【実施例】本発明によるＰＳＫ信号復調装置の構成例を
図１に示す。同図において１は準同期検波器，２はアナ
ログ／ディジタル変換器，３は低域通過フィルタ，４は
逓倍器，５は低域通過フィルタ，６はサンプル間引き
器，７はＤＦＴ演算器，８は周波数推定器，９は位相同
期器である。
図１に示す。同図において１は準同期検波器，２はアナ
ログ／ディジタル変換器，３は低域通過フィルタ，４は
逓倍器，５は低域通過フィルタ，６はサンプル間引き
器，７はＤＦＴ演算器，８は周波数推定器，９は位相同
期器である。
【０００９】本装置に、伝送路を介して受信されたＰＳ
Ｋ信号を r（ｔ）とすると ｒ（ｔ）＝Ａ・ｃｏｓ（２πｆｔ＋θ＋θM,k ）＋ｎ（ｔ） （３） Ａ： 受信ＰＳＫ信号の振幅 ｆ： 受信ＰＳＫ信号の周波数 θ： 受信ＰＳＫ信号の位相 θM,k ： 受信ＰＳＫ信号の変調位相（＝ｉπ／Ｍ，０
≦ｉ＜Ｍ） ｎ（ｔ）： 伝送路上で付加された雑音成分 と表され、これを準同期検波器１によって周波数変換お
よび直交検波して得られる複素信号Ｓc(ｔ），Ｓs(ｔ）
は Ｓc(ｔ）＝Ｂ・ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋θ’＋θM,k ）＋Ｎc(ｔ） （４） Ｓs(ｔ）＝Ｂ・ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋θ’＋θM,k ）＋Ｎs(ｔ） （５） Ｂ： 準同期検波後のＰＳＫ信号の振幅 Δｆ： 準同期検波後のＰＳＫ信号の周波数 θ’： 準同期検波後のＰＳＫ信号の位相 Ｎc(ｔ），Ｎs(ｔ）： 準同期検波後の雑音成分 となる。
Ｋ信号を r（ｔ）とすると ｒ（ｔ）＝Ａ・ｃｏｓ（２πｆｔ＋θ＋θM,k ）＋ｎ（ｔ） （３） Ａ： 受信ＰＳＫ信号の振幅 ｆ： 受信ＰＳＫ信号の周波数 θ： 受信ＰＳＫ信号の位相 θM,k ： 受信ＰＳＫ信号の変調位相（＝ｉπ／Ｍ，０
≦ｉ＜Ｍ） ｎ（ｔ）： 伝送路上で付加された雑音成分 と表され、これを準同期検波器１によって周波数変換お
よび直交検波して得られる複素信号Ｓc(ｔ），Ｓs(ｔ）
は Ｓc(ｔ）＝Ｂ・ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋θ’＋θM,k ）＋Ｎc(ｔ） （４） Ｓs(ｔ）＝Ｂ・ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋θ’＋θM,k ）＋Ｎs(ｔ） （５） Ｂ： 準同期検波後のＰＳＫ信号の振幅 Δｆ： 準同期検波後のＰＳＫ信号の周波数 θ’： 準同期検波後のＰＳＫ信号の位相 Ｎc(ｔ），Ｎs(ｔ）： 準同期検波後の雑音成分 となる。
【００１０】得られた複素信号を、アナログ／ディジタ
ル変換器２によって、ある一定のサンプリング速度ｆs
でサンプルしたディジタル信号に変換する。
ル変換器２によって、ある一定のサンプリング速度ｆs
でサンプルしたディジタル信号に変換する。
【００１１】この信号に対し、低域通過フィルタ３によ
って変調帯域外の雑音を低減し、さらに逓倍器４によっ
てＭ逓倍することにより、無変調成分を含む信号を得
る。このとき、入力信号がＢＰＳＫ信号ならばＭ＝２，
ＱＰＳＫ信号, オフセットＱＰＳＫ信号等ならばＭ＝
４，８ＰＳＫ，π／４シフトＱＰＳＫ信号等ならばＭ＝
８というようにして各種のＰＳＫ信号に対応することが
できる。
って変調帯域外の雑音を低減し、さらに逓倍器４によっ
てＭ逓倍することにより、無変調成分を含む信号を得
る。このとき、入力信号がＢＰＳＫ信号ならばＭ＝２，
ＱＰＳＫ信号, オフセットＱＰＳＫ信号等ならばＭ＝
４，８ＰＳＫ，π／４シフトＱＰＳＫ信号等ならばＭ＝
８というようにして各種のＰＳＫ信号に対応することが
できる。
【００１２】逓倍された信号に対して低域通過フィルタ
５によって、帯域の制限を行う。この低域通過フィルタ
は、無変調成分を通過させ、それ以外の成分をなるべく
低減する必要があるので、受信ＰＳＫ信号に想定される
最大周波数オフセットΔｆma x に対し、少なくとも±Ｍ
Δｆmax の帯域を通過帯域とする必要がある。
５によって、帯域の制限を行う。この低域通過フィルタ
は、無変調成分を通過させ、それ以外の成分をなるべく
低減する必要があるので、受信ＰＳＫ信号に想定される
最大周波数オフセットΔｆma x に対し、少なくとも±Ｍ
Δｆmax の帯域を通過帯域とする必要がある。
【００１３】低域通過フィルタ５の出力信号に対し、サ
ンプル間引き器６によってサンプリング速度をｆs 'に低
減する。低域通過フィルタ５の両側帯域幅をＢL とする
と、サンプリング速度ｆs 'は最小でＢL まで低減可能で
あり、ＢL ≧２ＭΔｆmax であるから、想定される周波
数オフセットΔｆmax が小さいほどサンプリング速度を
低くすることができる。ｆs '＝ｆs ／ｎ（ｎ：整数）の
ときは、ｎサンプルの入力毎に、それらのうちの 1サン
プルを出力すれば、サンプルの間引きが達成される。ま
た、ｆs '＝ｆs ／ａ（ａ：実数）のときは、入力サンプ
ルを補間して、ａサンプルの入力毎に補間された値を１
つ出力することによりサンプルの間引きが達成される。
ンプル間引き器６によってサンプリング速度をｆs 'に低
減する。低域通過フィルタ５の両側帯域幅をＢL とする
と、サンプリング速度ｆs 'は最小でＢL まで低減可能で
あり、ＢL ≧２ＭΔｆmax であるから、想定される周波
数オフセットΔｆmax が小さいほどサンプリング速度を
低くすることができる。ｆs '＝ｆs ／ｎ（ｎ：整数）の
ときは、ｎサンプルの入力毎に、それらのうちの 1サン
プルを出力すれば、サンプルの間引きが達成される。ま
た、ｆs '＝ｆs ／ａ（ａ：実数）のときは、入力サンプ
ルを補間して、ａサンプルの入力毎に補間された値を１
つ出力することによりサンプルの間引きが達成される。
【００１４】サンプリング速度を低減した信号をもと
に、ＤＦＴ演算器７によって周波数スペクトルを求め
る。このときｆs '＝ＢL として考えると、目標とする周
波数精度に対応する周波数間隔Ｆd0を達成するために必
要なサンプル数Ｎs1は Ｎs1= ＢL ／Ｆd0 （６） となる。一般に低域通過フィルタ３の帯域幅Ｂf は変調
帯域幅Ｂm および最大周波数オフセットΔｆmax に対し
に、ＤＦＴ演算器７によって周波数スペクトルを求め
る。このときｆs '＝ＢL として考えると、目標とする周
波数精度に対応する周波数間隔Ｆd0を達成するために必
要なサンプル数Ｎs1は Ｎs1= ＢL ／Ｆd0 （６） となる。一般に低域通過フィルタ３の帯域幅Ｂf は変調
帯域幅Ｂm および最大周波数オフセットΔｆmax に対し
【数１】 となるのに対し、低域通過フィルタ５の帯域幅ＢL は
【数２】 となる。式（７）と式（２）から Ｎs0＝Ｍ（Ｂm ＋２Δｆmax ）／Ｆd0 （９） となり、また式（８）と式（６）から Ｎs1＝Ｍ・２Δｆmax ／Ｆd0 （１０） となる。したがって式（９）と式（１０）を比較して、
本発明は従来方式に比べて明かに少ない入力サンプル数
で同等の特性を得ることができる。
本発明は従来方式に比べて明かに少ない入力サンプル数
で同等の特性を得ることができる。
【００１５】得られた周波数スペクトルから、電力が最
大となるスペクトル成分Ｙkmaxを探索し、その成分に対
応する周波数ｆmax より、周波数推定値ｆe を ｆe =ｆmax ／Ｍ （１１） と計算できる。また例えば、電力が最大となるスペクト
ル成分Ｙkmaxとそれに隣接するスペクトル成分Ｙk1およ
びＹkmax, Ｙk1に対応する周波数ｆmax , ｆ1 を用い
て、周波数推定値ｆe を ｆe ＝ {ｆmax ＋（ｆ1 −ｆmax ）・｜Ｙk1｜/ ( ｜Ｙkmax｜＋｜Ｙk1｜ ）｝／Ｍ （１２） と補間することにより求めてもよい。同様にして、スペ
クトル成分Ｙkmax, Ｙk1等を用いて、位相推定値を計算
することもできる。
大となるスペクトル成分Ｙkmaxを探索し、その成分に対
応する周波数ｆmax より、周波数推定値ｆe を ｆe =ｆmax ／Ｍ （１１） と計算できる。また例えば、電力が最大となるスペクト
ル成分Ｙkmaxとそれに隣接するスペクトル成分Ｙk1およ
びＹkmax, Ｙk1に対応する周波数ｆmax , ｆ1 を用い
て、周波数推定値ｆe を ｆe ＝ {ｆmax ＋（ｆ1 −ｆmax ）・｜Ｙk1｜/ ( ｜Ｙkmax｜＋｜Ｙk1｜ ）｝／Ｍ （１２） と補間することにより求めてもよい。同様にして、スペ
クトル成分Ｙkmax, Ｙk1等を用いて、位相推定値を計算
することもできる。
【００１６】このようにして推定された周波数値（ある
いは周波数値と位相値）を位相同期器９において初期状
態の設定に用いることにより、位相同期を達成すること
ができる。
いは周波数値と位相値）を位相同期器９において初期状
態の設定に用いることにより、位相同期を達成すること
ができる。
【００１７】位相同期器９は、例えば図２に示すように
構成される。同図において、９１は周波数補正器、９２
は位相同期ループ回路である。周波数補正器９１は、周
波数推定器８によって推定された周波数値（あるいは周
波数値と位相値）を用いて、入力信号の周波数（あるい
は周波数と位相）を０に近付くように補正する。周波数
補正された信号に対し、位相同期ループ回路９２によっ
て位相を同期させ、最適なクロック点における信号を復
調信号として出力する。このとき、周波数補正された信
号の周波数は０に近いので、位相同期引き込みを高速に
することができ、また、位相同期ループ回路のループ帯
域幅を狭くすることができるために復調特性をよくする
ことができる。
構成される。同図において、９１は周波数補正器、９２
は位相同期ループ回路である。周波数補正器９１は、周
波数推定器８によって推定された周波数値（あるいは周
波数値と位相値）を用いて、入力信号の周波数（あるい
は周波数と位相）を０に近付くように補正する。周波数
補正された信号に対し、位相同期ループ回路９２によっ
て位相を同期させ、最適なクロック点における信号を復
調信号として出力する。このとき、周波数補正された信
号の周波数は０に近いので、位相同期引き込みを高速に
することができ、また、位相同期ループ回路のループ帯
域幅を狭くすることができるために復調特性をよくする
ことができる。
【００１８】位相同期器９は、図３に示すように位相同
期ループ回路のみで実現することもできる。このとき、
周波数推定器８から入力される周波数値（あるいは周波
数値と位相値）は位相同期ループ回路の内部状態の設定
に用いられる。すなわち、位相同期ループ回路は一般に
図４のように構成されることから、入力された周波数値
（あるいは周波数値と位相値）を電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ）９２３の自走周波数（あるいは自走周波数
と初期位相）として設定することにより入力信号とＶＣ
Ｏ出力信号の周波数差が０に近くなるため、位相同期引
き込みを高速にすることができ、また、位相同期ループ
回路のループ帯域幅を狭くすることができるために復調
特性をよくすることができる。また、図４においてルー
プフィルタ９２２が図５に示すような完全積分形である
ときは、入力された周波数値に対応する値を、遅延器９
２２５の出力の初期設定とすることにより、ＶＣＯの自
走周波数を設定するのと同等の効果が得られる。
期ループ回路のみで実現することもできる。このとき、
周波数推定器８から入力される周波数値（あるいは周波
数値と位相値）は位相同期ループ回路の内部状態の設定
に用いられる。すなわち、位相同期ループ回路は一般に
図４のように構成されることから、入力された周波数値
（あるいは周波数値と位相値）を電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ）９２３の自走周波数（あるいは自走周波数
と初期位相）として設定することにより入力信号とＶＣ
Ｏ出力信号の周波数差が０に近くなるため、位相同期引
き込みを高速にすることができ、また、位相同期ループ
回路のループ帯域幅を狭くすることができるために復調
特性をよくすることができる。また、図４においてルー
プフィルタ９２２が図５に示すような完全積分形である
ときは、入力された周波数値に対応する値を、遅延器９
２２５の出力の初期設定とすることにより、ＶＣＯの自
走周波数を設定するのと同等の効果が得られる。
【００１９】図２あるいは図３において、周波数補正器
９１の前段あるいは位相同期ループ回路９２の前段に変
調帯域外の雑音を軽減するための低域通過フィルタある
いは帯域通過フィルタを入れてもよい。
９１の前段あるいは位相同期ループ回路９２の前段に変
調帯域外の雑音を軽減するための低域通過フィルタある
いは帯域通過フィルタを入れてもよい。
【００２０】さらに、位相同期器９は、アナログ回路に
よる構成でもディジタル回路による構成でもよく、ま
た、一部をディジタル回路による構成とし、他をアナロ
グ回路によって構成しても差し支えない。
よる構成でもディジタル回路による構成でもよく、ま
た、一部をディジタル回路による構成とし、他をアナロ
グ回路によって構成しても差し支えない。
【００２１】上述したＰＳＫ信号復調装置に関し、以下
のような変更，拡張が可能である。 ・上述の装置においては、低域通過フィルタ３の前段に
おいてアナログ／ディジタル変換を行っているが、図
６，図７および図８に示すような位置でアナログ／ディ
ジタル変換を行うことも可能である。図８の位置でアナ
ログ／ディジタル変換を行う場合は、サンプルを間引い
た後と同等のサンプリング速度ｆs 'でサンプリングする
ことにより、サンプル間引き器は必要なくなる。 ・準同期検波器１の出力を位相同期器９の入力とする代
わりに、低域通過フィルタ３の出力を位相同期器９の入
力としてもよい。 ・ＤＦＴ演算器７において、周波数スペクトルを求める
ときに、ＤＦＴを拡張した手法により、通常のＤＦＴよ
り狭い周波数間隔で周波数スペクトルを求めてもよい。
のような変更，拡張が可能である。 ・上述の装置においては、低域通過フィルタ３の前段に
おいてアナログ／ディジタル変換を行っているが、図
６，図７および図８に示すような位置でアナログ／ディ
ジタル変換を行うことも可能である。図８の位置でアナ
ログ／ディジタル変換を行う場合は、サンプルを間引い
た後と同等のサンプリング速度ｆs 'でサンプリングする
ことにより、サンプル間引き器は必要なくなる。 ・準同期検波器１の出力を位相同期器９の入力とする代
わりに、低域通過フィルタ３の出力を位相同期器９の入
力としてもよい。 ・ＤＦＴ演算器７において、周波数スペクトルを求める
ときに、ＤＦＴを拡張した手法により、通常のＤＦＴよ
り狭い周波数間隔で周波数スペクトルを求めてもよい。
【００２２】ここではＤＦＴに対し次のような拡張を考
える。すなわち、拡張ＤＦＴのＸ' k(m) を
える。すなわち、拡張ＤＦＴのＸ' k(m) を
【数３】 と定義する。この拡張ＤＦＴにより通常のＤＦＴに比べ
て１／Ｋの周波数間隔で周波数スペクトルを求めること
ができる。この場合も、補間により周波数および位相を
求めることもできる。 ・図１，図６および図７の構成においては、低域通過フ
ィルタ５はディジタル構成なので、低域通過フィルタ５
とサンプル間引き器６を一括して実現し、間引かれた出
力が必要なときのみ低域通過フィルタの処理をして出力
サンプルを生成するようにしてもよい。 ・準同期検波後は全て複素信号を用いているが、実数の
信号を用いるようにすることも可能である。この場合、
準同期検波後の信号の中心周波数は (変調帯域幅）／２
以上とし、低域通過フィルタの代わりに帯域通過フィル
タを用いればよい。 ・位相同期器９の前段にバッファを設けることにより、
周波数推定に必要な処理時間だけ信号を遅延させること
により信号の損失を減らすこともできる。 ・ＤＦＴあるいは拡張ＤＦＴの計算手法としては、ＦＦ
Ｔ（高速フーリエ変換），スライディングＤＦＴ等の手
法を用いることもできる。
て１／Ｋの周波数間隔で周波数スペクトルを求めること
ができる。この場合も、補間により周波数および位相を
求めることもできる。 ・図１，図６および図７の構成においては、低域通過フ
ィルタ５はディジタル構成なので、低域通過フィルタ５
とサンプル間引き器６を一括して実現し、間引かれた出
力が必要なときのみ低域通過フィルタの処理をして出力
サンプルを生成するようにしてもよい。 ・準同期検波後は全て複素信号を用いているが、実数の
信号を用いるようにすることも可能である。この場合、
準同期検波後の信号の中心周波数は (変調帯域幅）／２
以上とし、低域通過フィルタの代わりに帯域通過フィル
タを用いればよい。 ・位相同期器９の前段にバッファを設けることにより、
周波数推定に必要な処理時間だけ信号を遅延させること
により信号の損失を減らすこともできる。 ・ＤＦＴあるいは拡張ＤＦＴの計算手法としては、ＦＦ
Ｔ（高速フーリエ変換），スライディングＤＦＴ等の手
法を用いることもできる。
【００２３】以上述べたように、本発明によるＰＳＫ信
号復調装置においては、逓倍信号を低域通過フィルタ等
によって帯域制限することにより、雑音の折り返しを生
ずることなくサンプリング速度を低減することができ、
すなわち、周波数引き込みの精度を劣化させることな
く、周波数スペクトルを求めるためのＤＦＴ等の処理量
を削減することができる。
号復調装置においては、逓倍信号を低域通過フィルタ等
によって帯域制限することにより、雑音の折り返しを生
ずることなくサンプリング速度を低減することができ、
すなわち、周波数引き込みの精度を劣化させることな
く、周波数スペクトルを求めるためのＤＦＴ等の処理量
を削減することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、式
（９），（１０）を比較して、わかるように、周波数ス
ペクトルを得るために必要な入力サンプル数を、従来装
置に比べて ２Δｆmax ／（Ｂm ＋２Δｆmax ) (Ｂm ：変調帯域
幅, Δｆmax : 最大周波数オフセット) 程度に削減できる。例えばΔｆmax ＝０．１Ｂm のとき
は入力サンプル数は１／６，Δｆmax ＝０．０１Ｂm の
ときは１／５０にまで削減でき、これは周波数スペクト
ルを求めるための処理量の大幅な削減につながる。この
ため、本発明は、通信装置の小型化および低消費電力
化、あるいは通信速度の高速化に寄与する。
（９），（１０）を比較して、わかるように、周波数ス
ペクトルを得るために必要な入力サンプル数を、従来装
置に比べて ２Δｆmax ／（Ｂm ＋２Δｆmax ) (Ｂm ：変調帯域
幅, Δｆmax : 最大周波数オフセット) 程度に削減できる。例えばΔｆmax ＝０．１Ｂm のとき
は入力サンプル数は１／６，Δｆmax ＝０．０１Ｂm の
ときは１／５０にまで削減でき、これは周波数スペクト
ルを求めるための処理量の大幅な削減につながる。この
ため、本発明は、通信装置の小型化および低消費電力
化、あるいは通信速度の高速化に寄与する。
【図１】本発明によるＰＳＫ信号復調装置の構成例を示
す図である。
す図である。
【図２】本発明において用いる位相同期器の回路構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図３】本発明において用いる位相同期器の回路構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】本発明において用いる位相同期ループ回路の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図５】本発明において用いる位相同期ループ回路内の
ループフィルタの構成例を示す図である。
ループフィルタの構成例を示す図である。
【図６】本発明によるＰＳＫ信号復調装置の第２の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図７】本発明によるＰＳＫ信号復調装置の第３の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図８】本発明によるＰＳＫ信号復調装置の第４の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図９】従来のＰＳＫ信号復調装置の構成を示す図であ
る。
る。
１ 準同期検波器 ２ アナログ／ディジタル変換器 ３，５ 低域通過フィルタ ４ 逓倍器 ６ サンプル間引き器 ７ ＤＦＴ演算器 ８ 周波数推定器 ９ 位相同期器 ９１ 周波数補正器 ９２ 位相同期ループ回路 １００ 受信ＰＳＫ信号 １０１ 準同期検波器出力信号 １０８ 周波数推定器出力信号 １０９ 復調信号 ９２１ 位相補正器 ９２２ ループフィルタ ９２３ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ９２４ 位相誤差検出器 １０９１ 周波数補正器出力信号 ９２２１，９２２３ 乗算器 ９２２２，９２２４ 加算器 ９２２５ 遅延器 １０９２２ ループフィルタ出力信号 １０９２４ ループフィルタ入力信号
Claims (6)
- 【請求項１】 ＰＳＫ受信信号を準同期検波してベース
バンド付近の信号に変換する第１の手段と、 その出力に接続される、アナログ／ディジタル変換のた
めの第２の手段と、 伝送路上で加わった変調帯域外の雑音を軽減する第３の
手段と、 信号を逓倍して無変調信号とする第４の手段とからなる
直列回路と、 該直列回路の出力の無変調信号に対して、帯域を制限す
る第５の手段と、 該帯域を制限された無変調信号のサンプルを間引く第６
の手段と、 該サンプルを間引かれた信号を周波数軸上のスペクトル
に変換する第７の手段と、 該スペクトルのうち電力が最大となるスペクトル成分を
探索する第８の手段と、 該探索されたスペクトル成分、あるいは該探索されたス
ペクトル成分と該スペクトル成分に周波数軸上で隣接す
るスペクトル成分をもとに、周波数値あるいは周波数値
と位相値を推定する第９の手段と、 該推定された周波数値あるいは周波数値と位相値を用い
て、前記ベースバンド付近の信号あるいは前記ベースバ
ンド付近の信号より雑音を軽減した信号の周波数あるい
は周波数と位相を補正する第１０の手段と、 該補正された信号に対して、位相を同期させた後、最適
なクロック点における信号を復調信号として出力する第
１１の手段とを有することを特徴とするＰＳＫ信号復調
装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＰＳＫ信号復調装置に
おいて、 第１から第９までの手段と、 前記推定された周波数値あるいは周波数値と位相値を用
いて、位相を同期するための初期設定を行う第１２の手
段を有するＰＳＫ信号復調装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載のＰＳＫ信号復調
装置において、 周波数スペクトルを求める手段として、拡張したＤＦＴ
を行うことにより、通常のＤＦＴよりも狭い周波数間隔
の周波数スペクトルを得るＰＳＫ信号復調装置。 - 【請求項４】 ＰＳＫ受信信号を準同期検波してベース
バンド付近の信号に変換する第１の手段と、 該ベースバンド付近の信号に対して、伝送路上で相加さ
れた変調帯域外の雑音を軽減する第２の手段と、 該雑音を軽減された信号を逓倍して無変調信号とする第
３の手段と、 該無変調信号に対して、帯域を制限する第４の手段と、 該帯域を制限された無変調信号を、アナログ／ディジタ
ル信号変換によりディジタル化する第５の手段と、 該ディジタル化された信号を周波数軸上のスペクトルに
変換する第６の手段と、 該スペクトルのうち電力が最大となるスペクトル成分を
探索する第７の手段と、 該探索されたスペクトル成分、あるいは該探索されたス
ペクトル成分と該スペクトル成分に周波数軸上で隣接す
るスペクトル成分をもとに、周波数値あるいは周波数値
と位相値を推定する第８の手段と、 該推定された周波数値あるいは周波数値と位相値を用い
て、前記ベースバンド付近の信号あるいは前記ベースバ
ンド付近の信号より雑音を軽減した信号の周波数あるい
は周波数と位相を補正する第９の手段と、 該周波数補正された信号に対して、位相を同期させた
後、最適なクロック点における信号を復調信号として出
力する第１０の手段とを有するＰＳＫ信号復調装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載のＰＳＫ信号復調装置に
おいて、 第１から第８までの手段と、 前記推定された周波数値あるいは周波数値と位相値を用
いて、位相を同期するための初期設定を行う第１３の手
段を有するＰＳＫ信号復調装置。 - 【請求項６】 請求項４又は５に記載のＰＳＫ信号復調
装置において、 周波数スペクトルを求める手段として、拡張したＤＦＴ
を行うことにより、通常のＤＦＴよりも狭い周波数間隔
の周波数スペクトルを得るＰＳＫ信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29091891A JPH05103026A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29091891A JPH05103026A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05103026A true JPH05103026A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=17762198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29091891A Withdrawn JPH05103026A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05103026A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111650436A (zh) * | 2020-05-28 | 2020-09-11 | 电子科技大学 | 一种高比例可再生能源电力系统的次同步振荡辨识方法 |
-
1991
- 1991-10-09 JP JP29091891A patent/JPH05103026A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111650436A (zh) * | 2020-05-28 | 2020-09-11 | 电子科技大学 | 一种高比例可再生能源电力系统的次同步振荡辨识方法 |
| CN111650436B (zh) * | 2020-05-28 | 2021-06-04 | 电子科技大学 | 一种高比例可再生能源电力系统的次同步振荡辨识方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990107 |