JPH0457600A - 音響信号処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、いわゆるサラウンド再生可能な音響機器など
に好適に実施される音響信号処理回路に関する。

従来の技術 たとえば、いわゆるコンポーネントステレオなどの音響
機器では、スピーカ・マトリクス・サラウンド方式と称
される再生方式が用いられている。

この再生方式は、聴取者の正面（フロント）スピーカの
ほかに後方（リア）スピーカを設け、サラウンドの語義
のごとく、音で包みこんで豊かな臨場感を再現させる技
法である。

すなわち、聴取者は、直接音のほかに反射音を聴いて、
その差からホールの大きさなどを判断する能力があるの
で、家庭のような狭いリスニングルームにおいても、サ
ラウンド再生のための構成を付加することによって、ホ
ールで聴いているような雰囲気や臨場感を味わうことが
できる。

このようなリアスピーカを用いるサラウンド再主装置で
は、左右のチャネルの信号から、その差成分を取出して
、リアスピーカを駆動する信号を作成するが、その信号
処理を行うサラウンド回路内には、Ｌ・Ｒブレンド回路
と称される混合回路が設けられている。

第４図は、従来の技術によるサラウンド回路８１の構成
を示すブロック図である。サラウンド回路８１は、チャ
ネル別の入力端子５１Ｌ、５１Ｒと、中間端子５４Ｌ、
５４Ｒと、出力端子５７Ｌ。

５７Ｒ・５８Ｌ、５８Ｒとをそれぞれ境界とする、Ｌ−
Ｒ混合回路（以下、混合回路という）７１と、主増幅部
７２とに分けられ、これにフロントスピーカ５９Ｌ、５
９Ｒ、リアスピーカ６０Ｌ、６０Ｒで構成されるスピー
カブロック７３が接続されている。なお、参照符の添字
り、Ｒは左、右のチャネルを示し　以下同様である。

入力端子５１Ｌ、５１Ｒに加えられた音響信号ｓｉｇＬ
、ｓｉｇＲは、混合回路７１で個別に演算・増幅され、
中間端子５４Ｌ、５４Ｒからレベル調整器５５Ｌ、５５
Ｒを経て主増幅部７２に入力される。主増幅部７２を形
成する主増幅器５６Ｌ、５６Ｒからは、スピーカブロッ
ク７３を駆動するのに必要なレベルＶ３Ｌ、Ｖ３Ｒの音
響信号が、フロントスピーカ用出力端子５７Ｌ、５７Ｒ
と、リアスピーカ用出力端子５８Ｌ、５８Ｒとに導出さ
れる。前記混合回路７１において、左右両チャンネル間
に介在するレベル調整器６１は、左右のバランス調整用
である。次に従来の技術による混合回路７１および主増
幅部７２の構成と動作について説明する。

第５図は、混合回路７１の構成を示す回路図であり、第
４図に対応する部分には同一の参照符を付す。混合回路
７１は、それぞれ一対のバッファアンプ５２Ｌ、５２Ｒ
と、演算増幅器５３Ｌ、５３Ｒとを含んで構成されてい
る。

演算増幅器５３Ｌ、５３Ｈの非反転入力端子には自チャ
ネルのバッファアンプの出力（たとえばＶＩＬ）が、ま
た反転入力端子には他チャネルのバッファアンプの出力
（たとえばＶＩＲ）が与えられ、それぞれの入力抵抗ｒ
ａと帰還抵抗ｒｂの抵抗値はともに等しく設定されてい
る。

演算増幅器５３Ｌ、５３Ｒの入力インピーダンスは、前
記バッファアンプ５２Ｌ、５２Ｒの出力インピーダンス
と比べて格段に高く、したがってこの場合の演算増幅器
５３Ｌ、５３Ｒの増幅度は、公知のように、自チャネル
の信号については２倍となり、他チャネルについては一
１倍となる。すなわち、演算増幅器５３Ｌ、５３Ｒの出
力Ｖ２Ｌ。

Ｖ２Ｒは、 Ｖ２Ｌ　＝　２・Ｖ　Ｉ　Ｌ−Ｖ　Ｉ　Ｒ・・・（１）
Ｖ２Ｒ＝　２・ＶＩＲ−ＶＩＬ　　　　　　　　・・・
（２〉で表され、中間端子５４Ｌ、５４Ｒを介して次段
の主増幅部７２に入力される。

第６図は、主増幅部７２およびスピーカブロック７３の
回路図であり、前記第４図および第５図に対応する部分
には同一の参照符を付す。ただし、フロントスピーカ５
９Ｌ、５９Ｒは省略しである。

また、主増幅器５６Ｌ、５６Ｒの増幅度には等しく設定
されているものとする。

ここで、前段の混合回路７１を考えないときの主増幅部
７２への入力をＶ２Ｌａ、Ｖ２Ｒａとすれば、この場合
にリアスピーカ用出力端子５７Ｌ。

５７Ｈに導出される出力Ｖ　３　Ｌ　ａ　、　Ｖ　３　
Ｒａはそれぞれ下記のように表すことができる。

Ｖ３Ｌａ　＝　Ｋ−Ｖ２Ｌａ　　　　　　　　　−（３
）Ｖ３Ｒａ　＝　Ｋ　−Ｖ２Ｒａ　　　　　　　　　−
（４）一方、リアスピーカ６０Ｌ、６０Ｒは、図示のよ
うに相互に逆極性で直列に前記出力端子５７Ｌ。

５７Ｒ間に接続されている。したがって、リアスピーカ
６０Ｌ　　６０Ｒに印加される電圧レベルＶ４Ｌａ、Ｖ
４Ｒａは、 Ｖ４Ｌａ　＝　（Ｖ３Ｌａ−Ｖ３Ｒａ）／２　　　−　
（５）Ｖ４Ｒａ　　＝　　（Ｖ３Ｒａ−Ｖ３Ｌａ）／２
　　　　　　　　＝１６）となる。

次に、第４図に示されるレベル調整器５５Ｌ。

５５Ｒが最大位置にセットされ、混合口１１７１の出力
Ｖ２Ｌ、Ｖ２Ｒが主増幅部７２に入力された場合に、Ｌ
チャネル用リアスピーカ６０Ｌに印加されるレベルＶ４
Ｌは、前記第３および第４式のレベルＶ　２　Ｌ　ａ　
、　Ｖ　２　Ｒａに第１および第２式のレベルＶ２Ｌ、
Ｖ２Ｒを代入したものとなり、下式で表すことができる
。

Ｖ４Ｌ　＝　Ｋ　（Ｖ２Ｌ−Ｖ２Ｒ）　／２＝Ｋ（（２
・Ｖ　Ｉ　Ｌ−Ｖ　Ｉ　Ｒ＞−（２・ＶＩＲ−ＶＩＬ）
１／２＝Ｋ（３・ＶＩＬ−３・ＶＩＲ）／２ ＝　（３／２）　Ｋ　（ＶＩＬ−ＶＩＲ）・・・（７） Ｒチャネル用リアスピーカ６０Ｒも同様に、Ｖ４Ｒ＝　
（３／２）　Ｋ　（ＶＩＲ−ＶＩＬ）・・・（８） で表すことができる。

第５式および第６式と第７式および第８式とを比較すれ
ば、 Ｖ４Ｌ　＝　３−Ｖ４Ｌａ　　　　　　　　　　−（９
）Ｖ４Ｒ＝　３　・Ｖ４Ｒａ　　　　　　　　　　−＜
１０＞となり、このように混合回路７１を接続すること
によって、リアスピーカ６０Ｌ、６０Ｒに印加される電
圧レベルが増大し、いわゆる「鳴り」が良くなって、サ
ラウンド効果が向上する。

発明が解決しようとする課題 しかしながら、サラウンド回路８１に入力される音響信
号の左右のチャネルの差成分にはばらつきがあり、差成
分の少ない信号では前述のような混合回路７１はサラウ
ンド効果の向上に有効であるが、差成分が大きく、とく
に音楽のような位相差成分の大きいソースでは、逆に耳
ざわりな音となって効果が減殺される。

また主増幅器５６Ｌ、５６Ｒが重負荷となるので、それ
に見合うための出力の増強が要求され、これにともない
周辺のトランスやコンデンサなとの部品も大形化し、放
熱など機器設計のコストもあわせて上昇するといった問
題点がある。

本発明の目的は、入力信号の差成分を弁別して混合回路
の出力、すなわち混合量を制御することによって、入力
音響信号に対応して最適なサラウンド効果を得ることが
できる音響信号処理回路を提供することである。

課題を解決するための手段 本発明は、正面スピーカと後方スピーカとを配置し、左
右両チャネルの音響信号で正面スピーカをそれぞれ駆動
し、さらに前記両チャネルの音響信号に対応したレベル
で複数の後方スピーカを駆動してサラウンド効果を得る
ようにした音響信号処理回路において、 前記各スピーカを駆動する主増幅部と、前記左右両チャ
ネルの音響信号から後方スピーカを駆動するための信号
を作成して前記主増幅部に入力する・信号処理部であっ
て、 前記両チャネルの入力音響信号の位相差を検出する位相
差検出手段と、 前記位相差検出手段の出力に対応して前記両チャネルの
入力音響信号のレベルを調整する利得調整手段とを備え
るそのような信号処理部とを含むことを特徴とする音響
信号処理回路である。

作　　用 本発明に従えば、正面スピーカと後方スピーカとを駆動
する主増幅部と入力端子との間に利得調整手段を介在さ
せ、一方、左右両チャネルの入力信号ラインに位相差検
出手段を設けて両チャネルの入力音響信号の位相差成分
を検出し、その検出出力に対応して前記利得調整手段の
利得を変化する。

これによって、後方スピーカの駆動レベルは、入力音響
信号の位相差成分に自動的に追随し、再生音の歪みが除
かれた、常に最適のサラウンド効果が得られるように動
作する。

実施例 第１図は、本発明の一実施例のサラウンド回路１の電気
的構成を示すブロック図である。このサラウンド回路１
は、信号処理部であるＬ　Ｒ混合回路（以下、混合回路
という）２と、スピーカを駆動する主増幅部３との２つ
のブロックから成り、これに正面および後方スピーカか
ら成るスピーカブロック４が接続される。各ブロックに
は、入力端子ＩＬＬ、ｌｌＲ５中間端子１４Ｌ、１４Ｒ
、スピーカ出力端子１７Ｌ、１７Ｒ；１８Ｌ　　１８Ｒ
が介在する。

出力端子１８Ｌ、１８Ｒとアースとの間には、左右の正
面スピーカ（以下、フロントスピーカという）１９Ｌ、
１９Ｒが個別に接続されている。

また出力端子１７Ｌ、１７Ｒ間には、後方スピーカ（以
下、リアスピーカという＞２ＯＬ、２０Ｒが相互に逆極
性で直列に接続されている。

本発明の特徴は、混合回路２内に、出力レベルを調整し
、利得調整手段である一対の調整抵抗Ｒ１１と、２つの
チャネルの音響信号の位相差を検出し、その検出結果に
対応して前記調整抵抗Ｒ１１の抵抗値ｒｌｌを可変させ
る位相差検出回路２１を設けたことである。

調整抵抗Ｒ１１は、混合回路２を構成する一対のバッフ
ァアンプ１２Ｌ、１２Ｒと、演算増幅器１．３Ｌ、１３
Ｒとの間に接続され、その抵抗値ｒ１１に対応して主増
幅部３の入力レベルが変化する。演算増幅器１３Ｌ、１
３Ｈの出力は、レベル調整器３０で左右バランスが調整
された後、中間端子１４Ｌ、１４Ｒからレベル調整器１
５Ｌ、１５Ｒを介して、主増幅器１６Ｌ、１６Ｒに与え
られる。なお、レベル調整器１５Ｌ、１５Ｒは、相互に
連動してその抵抗値が変化する。

主増幅器１６Ｌ、１６Ｒからの出力は、出力端子１８Ｌ
、１８Ｒを介してフロントスピーカ１９Ｌ　　１９Ｒに
与えられるとともに、出力端子１７Ｌ、１７Ｒを介して
リアスピーカ２ＯＬ、２ＯＲに与えられる。以下、本発
明の混合回路２の動作について説明する。

第２図は、本発明の詳細な説明するための回路図である
。混合回路２を形成するバッファアンプ１２Ｌ、１２Ｒ
と、演算増幅器１３Ｌ、１３Ｒとの間には、それぞれ調
整抵抗Ｒ１１が挿入されており、その抵抗値ｒｌｌは、
後述する位相差検出回路２１によって変化される。

いま、演算増幅器１３Ｌ、１３Ｒの反転入力端子に接続
される入力抵抗Ｒａと帰還抵抗Ｒｂとの抵抗値を等しく
ｒ２とし、バッファアンプ１２Ｌ１２Ｒの出力をＶＩＩ
Ｌ、ＶＩＩＲとするとき、中間端子１４Ｌ、１４Ｒに導
出される演算増幅器１３Ｌ、１３Ｒの出力Ｖ１２Ｌ、Ｖ
１２Ｒは、・・・（１１） ・・・　く１２） となる。ここで、調整抵抗Ｒ１１の抵抗値ｒｌｌを種々
に変えた場合の出力Ｖ１２Ｌを考察すると、ｒｌｌ＝ｏ
の場合は当然に、 Ｖ１２Ｌ　＝　２・ＶＩＩＬ−ＶＩＩＲ・・・（１３）
Ｖ１２Ｒ＝２・ＶＩＩＲ−ＶＩＩＬ　　　　　　・・・
（１４）である。これは前記第１式および第２式と同じ
であり、リアスピーカ２ＯＬ、２０Ｒの駆動レベルが最
大となる。またｒｌｌ＝ｒ２とすれば、Ｖ１２Ｌ＝Ｖ１
１Ｌ、Ｖ１２Ｒ＝Ｖ１１Ｒ−（１５）すなわち、入力信
号に等しい出力が導出され、サラウンド効果が消滅する
。

したがって、上記調整抵抗Ｒ１１の抵抗値ｒ１１を変化
することによって、サラウンド効果を種々に設定可能と
なり、さらに左右チャネルの入力信号の位相差によって
調整抵抗Ｒ１１の値を設定すれば、入力に適合したサラ
ウンド効果を得ることができる。

再び第１図を参照して５本発明では、前記調整抵抗Ｒ１
１の値を変化する手段としての位相差検出回路２１を設
けて両チャネルの位相差に対応した出力に応答して前記
調整抵抗Ｒ１１の抵抗値ｒ１１を変化するようにしてい
る。

第３図は、前記混合回路２の具体的構成を示す電気回路
図である。第３図において前記第１図および第２図に対
応する部分には同一の参照符を付す。図中、−点鎖線で
囲んだ部分が、本発明による位相差検出回路２１を示し
、対を成すトランジスタＱＬ、Ｑ’Ｒと、複数の抵抗器
Ｒ４〜Ｒ７と、ダイオードＤと、演算増幅器３１とを含
んで構成されている。

トランジスタＱＬ、ＱＲは、いずれも特性の等しいベア
・電界効果トランジスタ（いわゆるＦＥＴ）で実現され
、それぞれのゲートには抵抗Ｒ７を介して電圧Ｖｌｂが
共通に印加される。トランジスタＱＬ、ＱＲは、ゲート
電位Ｖ１ｇの変化によってそのＯＮ抵抗、すなわちドレ
イン−ソース間のチャネル抵抗値が、はぼ０から無限大
まで変化する。

該ドレイン−ソース間には、前記調整抵抗Ｒ１１が並列
に接続されているので、トランジスタＱＬ、ＱＲのＯＮ
抵抗の変化によって、調整抵抗Ｒ１１との合成抵抗値が
変化して、前述したように演算増幅器１３Ｌ、１３Ｒの
出力Ｖ１２Ｌ、Ｖ１２Ｒのレベルを制御することができ
る。

入力音響信号ｓｉｇＬ、ｓｉｇＲは、演算増幅器３１に
も入力されている。演算増幅器３１は、位相比較器を形
成し、両チャネルの入力音響信号ｓｉｇＬ、ｓｉｇＲの
位相差に対応した電圧Ｖ１ｐを導出し、抵抗Ｒ４，Ｒ５
から成る分圧回路を介してダイオードＤのカソードに印
加する。

ダイオードＤは、コンデンサＣと抵抗Ｒ６とともに負電
位整流回路を形成しており、前記電圧Ｖ１ｐに応答して
トランジスタＱＬ、ＱＲのゲートを負にバイアスし、前
記ＯＮ抵抗を電圧Ｖｌｐ、すなわち入力信号ｓｉｇＬ、
ｓｉｇＲの位相差に対応させて増減させる。

入力信号ｓｉｇＬ、ｓｉｇＲの差成分が大であればトラ
ンジスタＱＬ、ＱＲは最終的には遮断され、ＯＮ抵抗は
無限大となって、調整抵抗Ｒ１１のみを介して次段の演
算増幅器１３Ｌ、１３Ｒに音響信号が入力されることと
なる。これは前記第１５式で表される状態で、このとき
の混合量は０、すなわちサラウンド効果は消滅する。

逆に位相差が小であればトランジスタＱＬ、ＱＲのＯＮ
抵抗は減少し、したがって調整抵抗Ｒ１１の端子間の抵
抗値は最終的にはほぼＯとなる。

この場合は前記第１３．１４式で表される状態て、サラ
ウンド効果は最大となる。

このように本発明に従う混合回路２では、左右側チャネ
ルの音響信号の混合比量は、なんらの調整を要せず、入
力信号ｓｉｇＬ、ｓｉｇＨに対応して自動的に設定され
るので、使用者は、再生するソースプログラム毎に傾雑
な調整を行うことなく、最適なサラウンド効果を得るこ
とができる。

なお、前；ｉ［ｌ！調整抵抗Ｒ１，１の抵抗値ｌ−１１
を手動によって別途調整し、好みのサラウンド効果を得
るようにすることもできる。

また本発明の適用によって主増幅部の負担が軽減され、
電源部などの回路や部品に経済設計が施されて、コスト
ダウンが可能になる。

発明の効果 以上のように本発明によれば、入力端子と主増幅部との
間に利得調整手段を挿入し、一方、両チャネルの入力音
響信号ライン間に位相差検出手段を設けて両チャネルの
音響信号の位相差成分を検出し、その検出出力によって
前記利得調整手段の利得を変えるようにしたので、リア
スピーカの駆動レベル、すなわちサラウンド効果は、入
力音響信号の位相差成分に自動的に追随し、再生音の歪
みが除かれた、常に最適のサラウンド効果が得られるこ
とになる。このように本発明によれば、サラウンド効果
が格段に向上したオーディオ機器が安価に提供されるこ
ととなり、その効果はきわめて大きいものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のサラウンド回路１の電気的
構成を示すブロック図、第２図は本発明の詳細な説明す
るための回路図、第３図は混合回路２の具体的構成を示
す回路図、第４図は従来の技術によるサラウンド回路８
１の電気的構成を示すブロック図、第５図は混合回路７
１の構成を示す回路図、第６図は主増幅部７２とスピー
カブロック７３との構成を示す回路図である。 １・・・サラウンド回路、２・・・混合回路、３・・主
増幅部、４・・・スピーカブロック、ｌｌＬ、ＩＩＲ・
・入力端子、１２Ｌ、１２Ｒ・・・バッファアンプ、］
３Ｌ、１３Ｒ・・・演算増幅器、１５Ｌ、１５Ｒ，３０
・レベル調整器、１６Ｌ、１６Ｒ・・主増幅器、１９Ｌ
、１９Ｒ・・・フロントスピーカ、２ＯＬ、２ＯＲ・・
リアスピーカ２１・・・位相差検出回路、３１・・・位
相差検出用演算増幅器、ＱＬ、ＱＲ・・・電界効果トラ
ンジスタ 代理人　　弁理士　画数　圭一部 第 図 ↓ ↓ 第 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 正面スピーカと後方スピーカとを配置し、左右両チャネ
   ルの音響信号で正面スピーカをそれぞれ駆動し、さらに
   前記両チャネルの音響信号に対応したレベルで複数の後
   方スピーカを駆動してサラウンド効果を得るようにした
   音響信号処理回路において、 前記各スピーカを駆動する主増幅部と、 前記左右両チャネルの音響信号から後方スピーカを駆動
   するための信号を作成して前記主増幅部に入力する信号
   処理部であって、 前記両チャネルの入力音響信号の位相差を検出する位相
   差検出手段と、 前記位相差検出手段の出力に対応して前記両チャネルの
   入力音響信号のレベルを調整する利得調整手段とを備え
   るそのような信号処理部とを含むことを特徴とする音響
   信号処理回路。