JPH0456550B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はケートターンオフサイリスタや静電誘
導サイリスタ等の自己消弧形サイリスタのゲート
駆動、特にゲート駆動のための自己消弧形サイリ
スタを有してこの１対の自己消弧形サイリスタの
導通を相反動作させる際に、２個のゲート用電源
を巧みに切換えるようにした自己消弧形サイリス
タのゲート駆動回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、自己消弧形サイリスタとしてゲートター
ンオフサイリスタ（GTOサイリスタ）が慣用さ
れているところであり、さらには新しいタイプと
して静電誘導サイリスタ（以下SIサイリスタと称
する）が注目を浴びている。これは公知のGTO
サイリスタと同様に通電中のカソード・ゲート間
に逆バイアス電圧を印加することにより、素子を
ターンオフできる。

このターンオフに関しては、GTOサイリスタ
と同様にゲート・カソード間に順バイアスを印加
する必要のあるノーマリーオフ形と、逆バイアス
を除くだけでオンするノーマリーオン形の二種類
に大別されるが、ターンオンが早められる適用面
から前者が多く用いられる。SIサイリスタはター
ンオン・ターンオフのスイツチング時間を極めて
早くできる特徴をもち高耐圧化が容易なことか
ら、高周波用、大電力用のスイツチング素子とし
て大いに有望視されている。

つぎに、かようなSIサイリスタを駆動する際の
基本的な方法を第１図を参照して説明する。な
お、かようにSIサイリスタを用いた例で以後の説
明を行うが、これはGTOサイリスタ等の他の自
己消弧形サイリスタの場合であつても同様に作用
し得るのである。

第１図はSIサイリスタを採用した直流スイツチ
回路の構成例を示すものであり、１はノーマリー
オフ形のSIサイリスタ、２は主電源、３は負荷、
４はスイツチで、５，１２はコンデンサ、６は抵
抗、７，１３はダイオード、８はターンオン用ス
イツチ、９はターンオフ用スイツチ、１０はター
ンオン用電源、１１はターンオフ用電源である。

ここに、理解を容易するため第１図に示す回路
の各部波形の状態を表すタイムチヤートを第２図
ａ，ｂに示す。なお、T₁はターンオン用スイツ
チ８が閉路した時刻、T₂はターンオフ用スイツ
チ９が閉路した時刻である。

さて、第１図において、ターンオン用スイツチ
８を開路した状態でターンオフ用スイツチ９を閉
じ、ターンオフ用電源１１の電圧E₂をダイオー
ド１３を通してSIサイリスタ１のカソード・ゲー
ト間に印加しておくに、スイツチ４を閉じると主
電源２の電圧Esが負荷３を通してSIサイリスタ
１のアノード・カソード間に印加されるため、コ
ンデンサ５がダイオード７を介して充電されて主
電源２の電圧に等しくなる。ここで、SIサイリス
タ１をターンオンさせる場合はターンオフ用スイ
ツチ９を開いてターンオン用スイツチ８を閉じ
る。。すると、ターンオン用電源１０→ターンオ
ン用スイツチ８→コンデンサ１２→SIサイリスタ
１（ゲート電極〜カソード電極）→ターンオン用
電源１０の経路で閉回路が形成され、コンデンサ
１２の充電電流が流れてSIサイリスタ１を導通さ
せることができる。このときコンデンサ１２は図
示の極性でターンオン用電源１０の電圧E₁に充
電される。そして、SIサイリスタ１がオンするこ
とによりコンデンサ５に充電されていた電荷Vsc
は抵抗６を経由して放電され、そのエネルギーは
抵抗６によつて消費されて熱に変るものとなる。

また、通電中のSIサイリスタ１をターンオフさ
せるにはターンオン用スイツチ８を開いてターン
オフ用スイツチ９を閉じる。このとき、SIサイリ
スタ１のゲートには、ターンオフ用電源１１→SI
サイリスタ１（カソード電極〜ゲート電極）→コ
ンデンサ１２→ターンオフ用スイツチ９→ターン
オフ用電源１１の経路より、ターンオフ用電源１
１の電圧E₂とコンデンサ１２の電圧Vcが加算さ
れて印加され、SIサイリスタ１の内部の過剰キヤ
リアがゲート逆電流としてゲート電極より掃き出
され、SIサイリスタ１は急速にオフする。その結
果、コンデンサ５は再び主電源２の電圧Esまで
充電されてSIサイリスタ１の非導通の回路状態を
保つものとなる。

〔発明が解決しようとする課題〕

かようにして、自己消弧形サイリスタはゲート
電流の制御より主電源I_Tの導通をオン・オフする
如く効用されるものであるが、そのゲート駆動回
路構成の方法、特にターンオフ時のゲート電流の
引出しには特別の配慮が必要である。これは、主
電流I_Tをしや断するため大きな一定量のゲート逆
電流を要してしかもターンオフ時間を短くするに
はゲータ逆電流の立ち上がりはできるだけ速くす
る必要があるものとなる。

特に、SIサイリスタのゲート構造GTOサイリ
スタと比較するに内部抵抗が一段と低くターンオ
フ時の蓄積キヤリの掃き出しが容易なように形成
されるため、SIサイリスタを用いてターンオフの
早いスイツチングを実現するには、ターンオフ時
のゲート電流ピーク値は一般にしや断アノード電
流の（１／２）〜（１／３）程度、ゲート電流の
立ち上がり速度は100〜200（Ａ／μS）程度の値が
必要となる。そして、例示の如きターンオフ用ス
イツチは前述したようなゲート電流を信頼性高く
通電可能なものが所望されるものとなる。さらに
は、SIサイリスタの順阻止電圧が通常ゲート・カ
ソード間の逆バイアス電圧に強く依存しているた
め、ターンオフ直後においても主電源電圧を充分
阻止できるゲート逆バイアス電圧が確立している
必要がある。

かくの如き要求を、さらに第１図および第２図
を参照して述べると、ターンオフ用電源１１の電
圧E₂を大きくするとともにコンデンサ１２の容
量を大きくし、ターンオン時にコンデンサ１２に
充電される電圧Vcを大きくすることが必要にな
る。ところが、ターンオフ動作中におけるSIサイ
リスタ１のカソード・ゲート間が蓄積電荷の掃き
出して終るまでは低インピーダンスであり、その
掃き出しが終りカソード・ゲート間の接合が回復
するに急激に高インピーダンスに変り、それ以後
カソード・ゲート間に与えられる逆バイアス電圧
はSIサイリスタ１の許容ゲート逆電圧による規正
値以下にする必要がある。

また、前述の蓄積電荷の量がSIサイリスタ１が
ターンオフする際のアノード電流が対応するた
め、例えばターンオフ用電源１１の電圧E₂を許
容ゲート逆電圧以下に選ぶのは勿論であるが、そ
のほかにコンデンサ１２の容量および充電圧もSI
サイリスタ１の定格電流にて具合のよいように決
めるものとすれば、小電流のターンオンを行う場
合コンデンサ１２の過剰な充電荷より回復したの
ちのカソード・ゲート接合を破損する恐れが生じ
てくる。そして、小電流のターンオフに具合がよ
いように選ぶと、過電流オフ時にゲート電流の不
足からアノード電流のしや断不能をきたすものに
なつてしまう。

よつて、第１図に示す如き回路構成において
は、SIサイリスタ１のターンオフ時のアノード電
流の大小にかかわらずゲート用電源が固定されて
いるため、前述したように支障をきたすものにな
るといえる。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上述したような点に鑑みて、ゲート駆
動用スイツチング素子としての補助自己消弧形サ
イリスタと主自己消弧形サイリスタの導通を相反
動作させるとともに、ターンオフに際して主自己
消弧形サイリスタのゲート・カソード間の逆接合
が回復していない期間と回復後の期間とでゲート
用電源電圧を格別に切換える手段を具備してなる
ものである。

〔作 用〕

かくの如き解決手段により、そのゲート用電源
の差電圧を補助自己消弧形サイリスタに分担加圧
させる如く効用することができる。

以下、本発明を図面に基づいて説明する。

〔実施例〕 第３図は本発明による動作原理を説明するため
示した回路図で、１２′はコンデンサ、１４，１
５，１６，１７は抵抗、１８は補助電源、１９は
SIサイリスタである。図中、第１図と同符号のも
のは同じ機能を有する部分を示す。ここに、SIサ
イリスタ１は第１図に示した如き主回路構成に配
される主サイリスタであり、SIサイリスタ１９は
ゲート駆動用補助サイリスタとして配されてなる
ものである。かかる回路構成の動作はつぎの如く
である。

さて、SIサイリスタ１をターンオンさせる場
合、ターンオン用スイツチ８を閉路することによ
り、 ターンオン用電源１０（正電極）→ターンオン
用スイツチ８→SIサイリスタ１（ゲート電極〜カ
ソード電極）→SIサイリスタ１９（カソード電
極）→抵抗１６→ターンオン用電源１０（負電
極）の経路が形成され、SIサイリスタ１のゲート
が順バイアスされる。このとき、SIサイリスタ１
９のゲートが抵抗１６により逆バイアスされるた
めに確実にオフし得る。この間コンデンサ１２′
は抗１７を介して補助電源１８により図示の極性
で充電される。

また、通電中のSIサイリスタ１をターンオフす
る場合、ターンオン用スイツチ８を開いてターン
オフ用スイツチ９を閉じると、 ターンオフ用電源１１（正電極）→SIサイリス
タ１９（ゲート電極〜カソード電極）→SIサイリ
スタ１（カソード電極〜ゲート電極）→ターンオ
フ用スイツチ９→抵抗１５→ターンオフ用電源１
１（負電極） の閉回路が形成され、SIサイリスタ１９をターン
オンできる。

よつて、SIサイリスタ１９がターンオンする
と、コンデンサ１２′蓄えられた電荷が、 SIサイリスタ１９（アノード電極〜カソード電
極）→SIサイリスタ１（カソード電極〜ゲート電
極）→コンデンサ１２′ の経路で放電され、SIサイリスタ１の蓄積キヤリ
アを掃き出してカソード・ゲート間の接合を回復
させる。その結果、カソード・ゲート間が高イン
ピーダンスに変るものとなるが、例示の如くに配
された抵抗１４を通してSIサイリスタ１９のゲー
ト電流が流れ続けるものになる。ここで、通常抵
抗１５の抵抗値を抵抗１４の抵抗値に比べて充分
小さく選んでおくことにより、ターンオフ用電源
１１の電圧を有効にSIサイリスタ１のゲート逆バ
イアスに供給し得る。

かようにして、第３図に示すものはゲート電流
を供給するSIサイリスタ１９を備えてSIサイリス
タ１とSIサイリスタ１９の導通を相反動作せしめ
る駆動方が用いられ、さらにSIサイリスタ１に逆
バイアスを与えるターンオフ用電源１１とは別に
SIサイリスタ１の蓄積電荷を掃き出すため充電さ
れたコンデンサ１２′を配設するとともに、かよ
うな２個のゲート用電源をSIサイリスタ１のカソ
ード・ゲート間の接合が逆回復する前と後とで巧
みに切換え、かつSIサイリスタ１９を好適に作用
させるものとなる。これを第４図〜第６図を参照
して詳細説明する。

第４図ａ，ｂ，ｃは第３図におけるターンオフ
時のゲート用電源の切換動作の理解を容易にする
ために示した説明図である。

すなわち、第４図ａに示されるゲート駆動簡略
回路構成においては、可変電源２０′の電圧E₂″を
一定値に保ちSIサイリスタ１９のゲートに接続し
た可変電源２０の電圧E₂′を徐々に増加すると、
抵抗１４の両端の電圧V_Rは電圧E₂′に対応して増
加する。そして、SIサイリスタ１９のアノード・
カソード間電圧V_AK′は電圧V_Rの増加とともに減
少するものとなる。よつて、かように得られる関
係を図示すれば第５図の如くである。

つぎに、可変電源２０の電圧E₂′を一定値に保
ち可変電源２０′の電圧E₂″を増加させると、電圧
V_Rが一定で（E₂′＞E₂″）の範囲でその電圧差
（E₂″−E₂′）はSIサイリスタ１９のアノード・カ
ソード間電圧V_AK′に印加されるものとなる。か
ようにして電圧差（E₂″−E₂′）を生じるに、電圧
V_Rは電圧E₂′の値によりクランプされてSIサイリ
スタ１９に分担加圧される作用を得ることができ
る。かような関係は第６図の如く示される。この
作用に関して、さらに第４図ｂ，ｃを用いて詳し
く説明する。

第４図ｂは第４図ａのゲート駆動簡略回路にお
けるSIサイリスタ１９の内部構造を模擬的に示し
たものであり、２５はアノードのP⁺層、２６に
Ｎベース層、２７はゲートのP⁺層、２８はカソ
ードのN⁺層を示す。

いま、負荷の抵抗１４の値が充分に小さく導通
時のアノード電流が充分に流れ得る場合には、
N⁺層２８からの電子およびP⁺層２５からの正孔
の流れも活発で充分に正帰還作用が働き、SIサイ
リスタ１９はスイツチング動作を行う。

しかし抵抗１４の値が大きくなると、SIサイリ
スタ１９はサイリスタとしての機能を失い、ゲー
トP⁺層２７をエミツタ、Ｎベース層２６とそれ
に続くカソードのN⁺層２８をベース、アノード
のP⁺層２５をコレクタとしたPNPトランジスタ
として機能することになる。

第４図ｃはこのとき関係をトランジスタ記号を
用いて示し、２９はトランジスタである。

第４図ｃによれば、前述のように可変電源２
０′の電圧E₂″を一定とし、可変電源２０の電圧
E₂′を変えたときの抵抗１４の電圧V_Rが第５図に
示す如くであり、可変電源２０の電圧E₂′を一定
にして電圧E₂″を変えたときの電圧V_Rが第６図の
関係を示すことは明らかである。

そして、かかる着目すべき作用を、第３図に示
した如き回路構成におけるゲート駆動部にてSIサ
イリスタ１のターンオフに効用、すなわち第４図
ａに示した抵抗１４をSIサイリスタ１のカソー
ド・ゲート間の等価インピーダンスと考えれば、
ターンオフ動作初期の蓄積電荷を掃き出している
期間においてはカソード・ゲート間のインピーダ
ンスはほぼ零であつて、SIサイリスタ１９が完全
にオン状態となつてそのアノード・カソード間電
圧V_AK′もほぼ零になる。これは、可変電源２
０′の両端を低インピーダンスの負荷で短絡した
のと同じ状況になり、このとき流れる電流は電圧
E₂″の値を大きくしておくことで好適に得られる
ものとなることは明らかである。

さらに、SIサイリスタ１のカソード・ゲート間
の接合が回復したのちはそのインピーダンスは非
常に大きくなり、ゲートの逆電圧を分担する能力
を回復するにあつて、これは第４図ａに示した抵
抗１４が高抵抗になつたと同じ動作であり、よつ
て、電圧V_Rは可変電源２０′の電圧E₂″が可変電
源２０の電圧E₂′の値を越えていても、第６図に
示した如き関係より電圧V_Rは電圧E₂″の値に制限
されることになる。

したがつて、かような動作は第４図に示される
回路構成において、抵抗１４の値に応じてあたか
も可変電源２０，２０′を切換える如き機能を奏
するものである。ここで、第３図回路は第４図〜
第６図に示した作用を発揮し得るものであり、タ
ーンオフ用電源１１を可変電源２０に、コンデン
サ１２′を可変電源２０′に対応させて考えれば容
易に理解されよう。さらに、他のゲート駆動回路
例を第７図に示す。

第７図は本発が適用された他の回路構成例を示
す回路図で、１５′は抵抗器、１８′は補助電源、
２１，２２，２３，２４はトランジスタである。
図中、第１図および第３図と同符号のものは同じ
く機能を有する部分を示す。

すなわち、第７図に示す回路構成においては、
第３図に示したターンオン用スイツチ８とターン
オン用電源１０、ターンオフ用スイツチ９と抵抗
１５とターンオフ用電源１１からなる両極性の電
源部分に代え、補助電源１８′と抵抗１５′とトラ
ンジスタ２１，２２，２３，２４より単相インバ
ータ回路を適用してなる。

第７図においては、SIサイリスタ１をターンオ
ンさせるときは、トランジスタ２１，２４をオフ
した状態で図示しない駆動回路によつてトランジ
スタ２２，２３を同時にオンすることにより行
い、SIサイリスタ１をターンオフさせるときに
は、トランジスタ２２，２３をオフした状態でト
ランジスタ２１，２４をオンすることによつて行
うものとすれば、第７図回路構成のものが第３図
と同一に作用可能なことは明らかである。そし
て、かくの如きものは、その単相インバータのト
ランジスタ２１，２２，２３，２４がSIサイリス
タ１およびSIサイリスタ１９のオンゲート電流を
供給するものになるため比較的小容量のもので充
分なものとなる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、自己消弧
形サイリスタのターンオフ時に蓄積電荷を掃き出
すためのゲート用電源と逆バイアスを与える電源
を切換えてゲート駆動用自己消弧形サイリスタを
好適に作用し得る高性能化された実用価値の高い
装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はSIサイリスタを採用した
直接スイツチ回路の構成例を示す回路図およびそ
の各部波形の状態を表すタイムチヤート、第３図
は本発明による動作原理を説明するため示した回
路図、第４図ａ，ｂ，ｃは第３図におけるターン
オフ時のゲート用電源の切換動作の理解を容易に
するため示した説明図、第５図および第６図は第
４図ａ回路の電圧の推移を表す特性図、第７図は
本発明が適用された他の回路構成例を示す回路図
である。 １，１９……静電誘導サイリスタ（SIサイリス
タ）５，１２，１２′……コンデンサ、８……タ
ーンオン用スイツチ、９……ターンオフ用スイツ
チ、１０……ターンオン用電源、１１……ターン
オフ用電源、１８，１８′……補助電源、２０，
２０′……可変電源、２１，２２，２３，２４，
２９……トランジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 主電流の導通を行う第１の自己消弧形サイリ
   スタのカソード端子と該第１の自己消弧形サイリ
   スタのゲート電流の導通を行う第２の自己消弧形
   サイリスタのカソード端子とを接続し、前記第１
   の自己消弧形サイリスタのゲート・カソード間お
   よび第２の自己消弧形サイリスタのゲート・カソ
   ード間のそれぞれに抵抗を接続するとともに、該
   第２の自己消弧形サイリスタアノード端子と第１
   の自己消弧形サイリスタのゲート端子間に充電機
   能を有するコンデンサを接続し、前記第２の自己
   消弧形サイリスタおよび第１の自己消弧形サイリ
   スタのゲート端子間に、第１の自己消弧形サイリ
   スタのターンオン用電源とターンオン用スイツチ
   を直列接続したオン信号発生回路、ターンオフ用
   電源と抵抗とターンオフ用スイツチを直列接続し
   たオフ信号発生回路を逆並列に接続構成し、該タ
   ーンオフ用スイツチを開路してターンオン用スイ
   ツチを閉路するとき前記第１の自己消弧形サイリ
   スタをオンし第２の自己消弧形サイリスタをオフ
   せしめ、かつターンオン用スイツチを開路してタ
   ーンオフ用スイツチを閉路するとき第２の自己消
   弧形サイリスタをオンし第１の自己消弧形サイリ
   スタをオフせしめるとともに、前記ターンオフ用
   電源の電圧を第１の自己消弧形サイリスタの許容
   ゲート逆電圧以下に設定しかつ前記コンデンサの
   充電電圧を該許容ゲート逆電圧以上に設定し、前
   記第１の自己消弧形サイリスタのターンオフに際
   して該第１の自己消弧形サイリスタのゲート・カ
   ソード間の逆接合が回復したのちの期間、前記コ
   ンデンサの充電電圧のターンオフ用電源電圧を越
   える電圧を前記第２の自己消弧形サイリスタに加
   圧させるようにしたことを特徴とする自己消弧形
   サイリスタのゲート駆動回路。