JPH04503444A - 注入信号の振幅を精密に閉ループ制御するヘテロダイン・ステージ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 注入信号の振幅を精密に閉ループ制御するヘテロダイン・ステージ 背景技術 本発明は、無線受信機またはポケットベル受信機のへテロダイン・ステージに関 する。さらに詳しくは、その受信機内で用いられ、限られたレンジ内で局部発振 器のバイアス電流を制御して、その発振器の注入信号を望ましい振幅に精密に設 定する閉ループ制御回路に関する。

無線受信機またはポケットベル受信機のヘテロダイン・ステージは、所定の周波 数で、発振器に供給されるバイアス電流の量に比例する振幅の注入信号を発生さ せる局部発振器と、局部発振器の注入信号によって制御され、注入信号の周波数 に基づいである周波数のミキサ入力信号を他の周波数のミキサ出力信号に変換す るミキサ回路とを含む。

通常、受信機のヘテロダイン・ステージでは、注入信号の周波数はミキサへの入 力信号の周波数から減じられて、ミキサの出力信号は、その結果得られる周波数 差に実質的に対応する周波数になる。上記のような種類の受信機には、１つ以上 のヘテロゲイン・ステージが含まれ、受信された無線周波数すなわちＲＦ傷信号 中間周波数ＩＦに変換し、さらにあるＩＦ傷信号他のより低いＩＦ傷信号変換し て、それよりも下流の回路構成で利用することができる。

さまざまな携帯用の受信機はバッテリで電力を供給するので、このような受信機 では消費電力を節約して、バッテリの再充電や交換を行なわずに有効動作時間を 長くすることがかなり重要視されている。この目的のために、最近の携帯用受信 機の中には、必要ないときは受信機の特定の回路の電源を切り、必要に応じて再 度通電する電力節約手段を内蔵したものがある。電源を切った状態から再通電ま での移行において、各々の回路が短時間の間に望ましい性能レベルで再起動して 動作するこが常に問題となる。

たとえば、水晶制御局部発振器回路を再起動するには、発振器回路が定常状態に 達した後に必要なバイアス電流の約２倍の電流を必要とする。したがって、再通 電時の最初に発振器回路に大量のバイアス電流を供給し、その後発振器の注入信 号を定常状態での動作に望ましい振幅に維持するために必要な最低限のバイアス 電流に調整し直すことが望ましい。問題は、すべての動作条件下でこれらの２種 類のバイアス電流のレベルの極値を推定することが必ずしも容易であるとは限ら ないことである。高すぎる電流レベルを選択してしまうと、発振器は予測不可能 な性能を示すこともあり、またミキサ・ステージに過剰なゲインが現れて、バッ テリからは望ましくない電力が消費され、その結果、受信機のバッテリの動作寿 命が短くなってしまう。低すぎるレベルを選択してしまうと、再通電時に発振器 が再起動せず、あるいは注入信号の振幅が動作制限値よりも下がって、ミキサの 性能が低下することになる。

発振器回路の再起動を正しく行い、注入信号の損失を防ぐための１つの解決法は 、ヘテロゲイン・ステージに閉帰還ループを設けて、発振器回路に対するバイア ス電流を望ましい注入信号の振幅に応じて制御することである。このような解決 策は、１９７４年４月１６日、Ｃ１１ｖｅ　Ｈｏｆｆｍａｎらに付与され、本申 請と同一の譲渡式に対して譲渡された米国特許第３，８０５，１６２号に提案さ れている。このＨｏｆｆｍａｎらの特許に提案された回路は、発振器の注入信号 の振幅を検出して、高周波動作特性を有するミキサ・トランジスタのベース・エ ミッタ間電圧と、それよりも低い周波数動作特性を有する制御ステージ・トラン ジスタのベース・エミッタ間電圧との間の差に基づき、望ましい振幅を設定しよ うとするものである。Ｈｏｆｆｍａｎらの提案した閉ループ１！ＩＪ御回路は、 多くの動作条件において充分なものであると考えられるが、改良の必要性なしに 、充分であるとは思えない。

このような種類の帰還制御ループ回路を評価する際に常に考慮しなければならな い要因として以下のようなものがある。（１）このような受信装置の入力におい て動作する第１ヘテロゲイン・ステージで与えられる広帯域ＲＦ傷信号どの外部 信号によって歪みを受けていない注入信号の振幅を測定することができること、 （２）精密な基準レベルを設定して、ミキサに対する注入信号の振幅を、ミキサ 回路のヘテロダイン動作中に実質的に偏移しないように制御することができるこ と、そして（３）限られたバイアス電流レンジ内で閉ループ制御回路が動作して 、極端に異常な動作条件下においても発振器の動作を維持できるようにすること である。

本発明においては、これらおよびその他の要素が、ヘテロダイン・ステージにお ける発振器回路に対するバイアス電流を調整することにより発振器の注入信号を 望ましい振幅に制御する閉ループ制御回路において考慮されている。

申請人の発明の、従来の技術に対する利点は、以下の実施例の説明および添付の 図面によりさらに明白なものとなろう。

発明の概要 本発明により、受信機のヘテロダイン・ステージは、バイアス電流源から供給さ れたバイアス電流に応答して、ミキサ回路を制御する注入信号を発生させて、ヘ テロゲイン法により受信機信号をある周波数から他の周波数へと変換させる局部 発振器回路と、注入信号の振幅の測定値に結合されて、その注入信号を表す信号 を発生する一方のトランジスタ・ステージ入力と基準レベルでバイアスされた他 方のトランジスタ・ステージ入力とを有し、振幅を表す信号と基準レベルとによ り制御され、バイアス電流源により発振器回路に供給されるバイアス電流の量を 、非ゼロのバイアス電流レンジ内に調整する回路ステージを含む差動増幅器回路 によって構成される。

本発明の１つの実施例においては、注入信号は局部発振器回路から差動増幅器回 路の一方のトランジスタ・ステージ入力に直接結合されている。この実施例にお いては、バイアス電流源には、制御電流源と局部発振器回路との間の供給線内に 配置された電流ミラー回路が含まれ、前記制御電流源はバイアス電流源により局 部発振器に供給されるバイアス電流の最大量を設定する。差動増幅器の電流ステ ージは、供給線に結合されており、そこに制御電流の一部を迂回させて、それに よって電流ミラー回路を介して局部発振器回路に入るバイアス電流供給を低減す る。このように、局部発振器に供給されるバイアス電流は限られたレンジ内に制 御されて、あらゆる動作条件下で局部発振器の性能を保証する。

本発明の別の実施例においては、注入信号振幅の測定値はミキサ回路のデルタ電 流信号から取り出されて、差動増幅器回路の一方のトランジスタ・ステージ入力 に結合される。バイアス電流源の電流ミラー回路は、バイアスされて、局部発振 器回路に対し最小限のバイアス電流量を供給する。

この実施例においては、差動増幅器回路の回路ステージが、局部発振器に供給さ れるバイアス電流量を最小限の量から回路ステージにより設定される最大量まで 調整する。したがって、バイアス電流は限られたレンジ内で調整されて、注入信 号を望ましい振幅に制御する。

上記の実施例のいずれにおいても、精密な基準レベルと充分な閉ループ・ゲイン は、それぞれ差動増幅器回路によって与えられ、基準レベルにより設定される望 ましい振幅に注入信号を制御する。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明の広範な原理を具体化するのに適しているヘテロダイン・ステ ージの機能ブロック図である。

第２図は、本発明の目的を実施するのに適した１つの実施例の回路図である。

第３図は、本発明の他の目的を実施するのに適した、他の実施例の回路図である 。

第４図は、第２図および第３図のいずれの実施例においても用いることのできる 別の局部発振器回路の回路図である。

発明の実施例 第１図は、無線受信機またはポケットベル受信機のヘテロダイン・ステージの機 能ブロック図である。この図には、ブロック１０の局部発振器回路とブロック１ ２のミキサ回路の従来の素子が含まれている。発振器回路１０は、バイアス電流 源１６から線１４上で供給されるバイアス電流に応答して、線１４に供給される バイアス電流の量に基づき、所定の周波数と振幅の注入信号を線１８上で発生さ せる。

発振器回路１０は、水晶制御方式の回路でもよく、その場合はりアクタンス同調 素子２１．２２のネットワークに構築される水晶２０が、信号線２４上で同調周 波数信号により発振器１０を制御する。ミキサ回路１２は、注入信号１８により 制御され、既知のヘテロゲイン法を用いて線２６上の受信機信号をある周波数か ら別の周波数へと変換し、その結果得られるもうひとつの周波数における受信機 信号が信号線２８上に出力される。ブロック３０は、閉ループ制御回路を表して おり、この回路は基準信号３２と測定された信号３４とによって制御されて、バ イアス電流源１６から線３６を介して供給され、線１４を介して発振器回路１０ に供給されるバイアス電流量を調整する。測定された信号３４は、点線３８によ り示されるように注入信号１８そのものでも、または、注入信号１８を表すパラ メータであるミキサ回路１２のパラメータ４０から導かれたものでもよい。

動作中は、制御回路３０は、注入信号線３８から与えられた注入信号、または信 号！４０上でミキサ回路から測定されたパラメータとして、注入信号の振幅を測 定し、基準信号３２から導かれた基準レベルとこの測定値とを比較する。測定さ れた信号が基準レベルよりも低い場合は、発振器回路１０に供給されるバイアス 電流が増大されて、注入信号の振幅もそれに比例して増大する。逆に、測定され た信号が基準レベルよりも大きい場合は、発振器回路１０に供給されるバイアス 電流は制御回路３０により減じられて、注入信号の振幅はそれに比例して減じら れる。

発振器回路１０．ミキサ１２．制御回路３０および電流源１６の回路の詳細は、 １２図および１３図においてそれぞれ示す２つの別々の実施例に示されている。

第２図および第３図の実施例のすべてのトランジスタと抵抗素子とは、いずれの 場合も集積回路の同一基板上に構築され、インダクタやコンデンサのりアクタン ス成分は、それぞれ関連する集積回路に外部結合されていてもよい。各集積回路 は、たとえば、モトローラの半導体部門による、ＭＯ３ＩＣ１，５のような、既 知の半導体製造法を用いて製造してもよい。

この種の製造法についての詳細は、モトローラ発行の「線形およびインターフェ ース集積回路Ｊ　、ＤＬ１２８．　Ｒｅｖ、２．　ｐｐ、１−８を参照のこと。

集積回路化と製造過程の一部である一定のトリミングの段階により、トランジス タおよび抵抗素子の特性パラメータは、互いにより精密な関係をとることができ る。さらに、集積回路化の場合は、別々の素子からなる回路よりも優れた性能が 期待できる。ここで個別の回路の実施例の説明を始める。

第２図では、回路全体に示される符号Ｂ＋は、バッテリ電源（図示せず）から供 給され、本実施例のいずれについてもたとえば約１ボルトに調整されている、電 源電位を示す。また、ブロック１０の点線で示される局部発振器回路１０は、従 来のコルピッツ（Ｃｏｌｐｉｔｔｓ）型で、誘電素子Ｌ１を介してＢ十電源に結 合されたコレクタを有するＮＰＮ）ランジスタＱ３を含む。Ｑ３のベースは、水 晶同調周波数信号線２４と、抵抗Ｒ１を介してＢ十電源と、容量素子ＣＩ、Ｃ２ から構成されるコンデンサ分周器ネットワークを介して接地電位とに結合されて いる。Ｃ１と０２との間のノード接続は、トランジスタＱ３のエミッタに結合さ れている。周波数同調のために、可変コンデンサＣ３が、Ｑ３のコレクタから接 地電位へと結合されている。

本実施例においては、バイアス電流源１６は一部、抵抗Ｒｓに直列に結合されて いる電圧源４２により構成されている。電圧源４２は、たとえばＢ十電源に固定 していても、あるいは場合によっては可変であってもよい。Ｒｓを介して供給さ れる制御電流は供給線４４上で電流ミラー回路装置に伝えられ、この回路装置は バイアス電流源１６の一部であるトランジスタＱｌ、Ｑ２から構成されている。

さらに詳しくいえば、供給線４４はトランジスタＱ１のコレクタとベースとに結 合され、Ｑｌのエミッタは接地電位に結合されており、さらに線４４は、トラン ジスタＱ２のベースにも結合され、トランジスタＱ２のコレクタは発振器回路１ ０内のトランジスタＱ３のエミッタに結合され、Ｑ２のエミッタは接地電位に結 合されている。本実施例においては、トランジスタＱｌ、Ｑ２の素子形状は、１ ０〜１２対１の電流ミラー比となるように設計されている。そのため、トランジ スタＱ２を流れる電流はトランジスタＱ１を流れる電流量の１０倍ないし１２倍 となり、制御回路により発生される制御電流またはバイアス電流となる。コンデ ンサＣ４は、トランジスタＱｌ、Ｑ２のベースから接地電位に結合され、耐ノイ ズ性と制御回路の安定性を向上させている。

コルピッツ発振器の動作は当業者には既知であると思われるが、その詳細は本発 明には関与しない。ただし、ＱｌおよびＱ２の電流ミラー装置があるために、ト ランジスタＱ３からトランジスタＱ２を介して引き出されるバイアス電流が多く なると、発振器ゲインと信号線１８上に発生する注入信号の振幅とはいずれも大 きくなり、また反対に引き出されるバイアス電流が小さくなると発振器ゲインと 注入信号振幅はいずれも小さくなるという事実は、本発明に関与している。した がって、注入信号１８の振幅はトランジスタＱ２を介して引き出されるバイアス 電流の量によって調整される。

１２に示されるミキサ回路は、ベース接地方式で接続されている従来の単ＮＰＮ ）ランジスタ・ステージＱ４から構成されている。広帯域無線周波数型のミキサ 入力信号は、容量素子Ｃ５を介してミキサ・トランジスタＱ４のエミッタにＡＣ 結合されている。それぞれ並列の容量素子ｃ６および誘電素子Ｌ２より構成され る従来のＬＣ同調インピーダンス・ネットワークは、コンデンサＣ５の入力側に 設けられて、従来のとおり接地電位に結合されている。トランジスタＱ４のエミ ッタは、抵抗Ｒ２を介してＤＣバイアスされている。リアクタンス容量素子Ｃ７ ，Ｃ８および誘電素子Ｌ３から構成されるもう１つの従来のＬＣ同調インピーダ ンス整合ネットワークは、Ｑ４のベースと接地電位との間に結合されている。Ｌ ３とＣ８との間のノード接続は、抵抗ＲＢを介してＢ＋に結合されている。線１ ８上に、発振器回路１０により発生される注入信号は、容量素子Ｃ９を介して、 ミキサ・トランジスタＱ４のベースにＡＣ結合されている。ミキサ・ステージ１ ２には、容量素子Ｃ１０゜Ｃ１０′および誘電素子Ｌ４からそれぞれ構成される 別のＬＣ同調整合ネットワークが含まれ、このネットワークはＱ４のコレクタに おいて接地電位に結合されて、Ｑ４のコレクタから出力線２８に対する出力信号 に対して選択的同調とＡＣ結合を行う。

動作中は、ミキサ入力信号は同調回路Ｌ２．Ｃ６によって選択的に濾波され、望 ましい周波数レンジ内の周波数のみを容量素子Ｃ５に通す。ヘテロダイン・ミキ シング動作は、ミキサ・トランジスタＱ４のベース・エミッタ接合において、濾 波されたミキサ入力信号と注入信号との間に起こり、その結果得られた周波数変 換された信号は、Ｑ４のコレクタに現れ、同調ネットワークＣＩＯ，Ｌ４により 濾波され、ＣＩＯ’　により出力線２８にＡＣ結合される。Ｑ４のベースにおい て素子Ｃ７，Ｃ８，Ｒ３により構成されるＬＣ同調回路は、注入信号の周波数以 外の周波数を持つ信号を実質的に減衰させて、それにより、ヘテロダイン・ミキ シング処理やＲＦミキサ入力信号の大きさのために生じる、信号線１８上の注入 信号に対する歪を最小限に抑え、それにより点１８において不可欠な歪のない注 入信号を与える。

本発明により、閉ループ制御回路３０が、第２図のへテロダイン・ステージ内に 配置され、バイアス電流源１６から発振器回路１０に供給されるバイアス電流を 調整することにより、注入信号を望ましい振幅に制御する。制御回路３０の回路 は、Ｑ５およびＱ６のトランジスタ・ステージ入力を有する差動増幅器として構 築される。差動増幅器回路にトランジスタＱ７．Ｑ８を追加することにより、複 式差動増幅が可能となり、それによって充分なゲインが与えられて、バッテリ電 源たとえばＢ十電源上の電流ドレーンを最小限にしながら、基準振幅と測定され た振幅との間の閉ループ誤差を最小限にすることができる。電流は、デュアル・ コレクタＰＮＰＩ−ランジスタＱｌｌを介して、ＮＰＮトランジスタＱ８．Ｑ７ のコレクタに供給される。トランジスタＱ１１は、一方のコレクタをそれ自身の ベースとＱ７のコレクタとに結合させ、もう１つのコレクタをＱ８のコレクタに 結合させた電流ミラー回路として構築され、ＱｌｌのエミッタはＢ十電源に結合 される。トランジスタＱ８．Ｑ７のエミッタは、抵抗Ｒ３を介して、共に接地電 位に結合され、ベースはトランジスタＱ５．Ｑ６のコレクタにそれぞれ結合され て、これらのコレクタは抵抗Ｒ４゜Ｒ５を介してＢ十電源にそれぞれ結合されて いる。トランジスタＱ５．Ｑ６のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ６，Ｒ７を介して 共通抵抗Ｒ８に結合され、Ｒ８は接地電位に結合されている。

信号線４６は線１８からの注入信号を入力ステージ・トランジスタＱ５のベース に結合させる。もう１つの入力ステージ・トランジスタＱ６のベースは、基準接 地電位、あるいは場合によってはＢ十電源に結合されてもよい。トランジスタＱ ６は、たとえばＱ５のＩＣ面積の８倍のＩＣ面積を持つように構築されて、入力 トランジスタ・ステージ間に基準レベルを設定できるようにする。トランジスタ 間のＩＣ面積の差により、トランジスタ間のベース−エミッタ接合電圧差が生じ 、それによって基準電圧閾レベルが設定されることは既知の原理である。好適な 実施例においては、面積を８倍にすると、閾レベルは５４ミリボルトになる。す なわち、Ｑ５のベース電圧がＱ６のベース電圧よりも５４ミリボルト高ければ、 差動増幅器は平衡状態となる。

電流ミラー回路ステージは、トランジスタＱ８のコレクタにおいて差動増幅器に 結合され、また制御電流供給線４４にも結合されて、供給線から制御電流を迂回 させる。さらに詳しくいうと、電流ミラー回路ステージは、ＮＰＮ）ランジスタ Ｑ９．ＱＩＯにより構成される。これらのトランジスタは、ベースが相互に結合 され、エミッタが接地電位に結合されており、共通ベース接続ノードがＱ８のコ レクタとＱ９のコレクタとに結合されている。Ｑ１０のコレクタは限流抵抗ＲＬ を介して供給線４４に結合されている。

さらに、トランジスタＱＩＯのＩＣ面積は、トランジスタＱ９のＩＣ面積の約８ 倍であり、そのため供給線４４から迂回された電流はトランジスタＱ９を流れる 電流よりも実質的に大きくなる。

動作中は、制御回路３０の入力トランジスタ・ステージＱ５がＱ４のベースにお いて供給線１８からの注入信号の振幅を測定する。さらに詳しくいうと、トラン ジスタＱ５のベース・エミッタ接合が注入信号を整流、平均化して、その振幅を 表す信号を発生させる。この信号は次に、望ましい振幅の注入信号に対して設定 された基準レベルと比較される。測定された信号が基準レベルよりも低いときは 、トランジスタＱ５ないしＱｌｌは協調してトランジスタＱ９を流れる電流を制 限し、それによってトランジスタＱ１０を介して供給線から迂回された電流を制 限する。そのため、電流ミラーＱｌ、Ｑ２を介して発振器１０に向かうバイアス 電流はより高くなり、注入信号の振幅を大きくする。

測定された信号が基準レベルよりも大きいときは、トランジスタＱ５ないしＱｌ ｌは、増大された電流が電流ミラー回路のトランジスタＱ９を流れるように動作 して、そのためにトランジスタＱＩＯを介して制御電流供給線４４から迂回され る電流が高くなり、発振器回路ｌＯに入るバイアス電流は低くなる。これにより 、注入信号の振幅は低くなる。もちろん、ひとたび定常状態に入ると、制御回路 ３０には、入力トランジスタ・ステージＱ５とＱ６との間の精密な基準レベルに より設定される望ましい振幅レベルに注入信号の振幅を実質的に維持するのに充 分なゲインが与えられる。

トランジスタＱ９．Ｑ１０と制限抵抗ＲＬとによって構成される電流ミラー回路 は、供給！４４から制御電流の一部だけを迂回させるように設計されており、そ のため閉ループ制御回路３０が、発振器回路１０に供給されるバイアス電流の量 を、非ゼロ・バイアス電流レンジ内に調整できるようになっている。制御回路３ ０のこの特徴は、あらゆる動作条件で発振器信号の損失を防ぐ。

発振器回路の電源が切れ、その後Ｂ土供給線により再通電される節電動作中には 、発振器回路へのバイアス電流の供給は閉ループ方式で制御回路３０により制御 され続ける。

このとき、発振器回路が必要する所要最小バイアス電流量を決定する目安として 注入信号の帰還測定値が用いられる。

始動中において注入信号のレベルが実質的にゼロである場合、バイアス電流源か ら得られるすべての電流が発振器に印加されて始動時間をできるだけ短くする。

したがって、発４Ｉ！器回路１０の始動が保証され、この回路が定常状態にはい ると、必要最小限のバイアス電流のみが発振器回路には供給され、注入信号を望 ましい振幅設定値に維持する。

第２図の実施例の回路素子の通常値を以下の表に示す。

ｌＬ民 素上　Ｉ Ｒ１４にオーム Ｒ２５５０オーム Ｒ３６にオーム Ｒ４２４にオーム Ｒ５２４にオーム Ｒ８１６にオーム Ｃ３５〜３５ｐｆ　（）リマ） Ｃ４０，０５ｕｆ Ｃ５１０００ｐｆ Ｃ６５〜３５ｐｆ　（）リマ） Ｃ７５〜３５ｐｆ　（）リマ） Ｃ８２２０ｐｆ Ｃ９２２０ｐｆ Ｃ１０５〜３５ｐｆ　（）リマ） Ｌｌ　７０ｎＨ Ｌ２　７０ｎＨ Ｌ３　７０ｎＨ Ｌ４　２．　６ｕＨ ２０５１ＭＨｚ（３倍音） ２１　５〜３５ｐｆ　（トリマ） ２２　１、　２ｕＨ 第２図に示す上述のへテロダイン・ステージの実施例は、受信された広帯域ＲＦ 倍信号処理するための第１ステージ・ヘテロゲイン法をおもに用いている。第３ 図に示される実施例に関して説明される本発明の原理を具体化するヘテロダイン ・ステージの別の実施例は、ＩＦ倍信号ある周波数から他の周波数へと変換され る、受信機の￥１２ヘテロダイン・ステージをおもに用いている。第２ヘテロゲ イン・ステージに入力される受信機のＩＦ倍信号、第１ヘテロダイン・ステージ に入力されるＲＦ倍信号比べて、はるかに帯域が狭く、電力レベルも制限されて いる。そのため注入信号の測定点がさらに便利なものになっている。第３図に示 されているものの多くは、第２図について説明した実施例と実質的に同様である 。したがって、この２つの実施例の間では、共通の部品または実質的に同等の素 子は同じ参照番号が振られている。ただし、同一のまたは類似の部品は同一のま たは類似の機能を果たすが、第２の実施例の値は設計上の考慮により変わること もある。

第３図を参照すると、発振器回路１０はこの実施例についても水晶制御型で、同 じコルピッツ型である。しかし、おもに第２へテロダイン・ステージに適用され るために、そこで発生される注入信号の周波数は、はるかに低い値になっており 、そのために必要なりアクタンス同調素子の数は少なくなっている。しかしなが らその機能は、第２図の発振器回路に関して解説されたものと実質的に同様であ る。

抵抗Ｒ９とコンデンサＣ１ｌとを追加することにより、発振器回路１０からＢ十 電源を減結合することができる。

ミキサ１２は同様に単一のステージＮＰＮ　）ランジスタＱ４で構成されている が、この実施例では、エミッタが接地電位に結合されるエミッタ接地方式となっ ている。この第２の実施例のミキサ１２には、さらに５０に示される電流ミラー 回路が含まれており、この回路はコレクタがベースと、抵抗ＲＩＯを介してＢ十 電源とに結合され、エミッタが抵抗Ｒ１１を介して接地電位に結合されているＮ ＰＮトランジスタＱ１２から構成されている。ノイズと不必要な信号結合を防ぐ ために、コンデンサＣ１２はＱ１２のベースと接地電位との間に結合されている 。インダクタ素子Ｌ５はＱ１２のコレクタとＱ４のベースとの間に結合されてお り、Ｑ４のベースにおいて高周波信号を大きく減衰しつつ、Ｑ４にＤＣバイアス 電流路を設けている。

線２６上のミキサ入力信号と、線１８上の注入信号とはＱ４のベースで合成され 、Ｑ４のベース・エミッタ接合が依然として、ヘテロゲインを行うために用いら れている点に注目されたい。その結果の差周波数信号はＱ４のコレクタに与えら れ、出力線２８に結合される。抵抗Ｒ１２，Ｒ１３から構成される抵抗分圧ネッ トワークは、Ｑ４のコレクタとＢ十電源との間に結合され、コンデンサＣ１３は Ｒ１２、Ｒ１３のノード接続と、接地電位との間に結合されて、このノードに安 定した信号を与えている。Ｒ１２，Ｒ１３のノード接続に現れる電圧電位は、ミ キサ１２の電流流出（デルタ電流）を表しており、発振器回路ｌＯからミキサに 供給される注入信号の振幅の尺度として用いられる。

なぜなら、ミキサ・ドレーンは注入信号レベルが大きくなると増大するためであ る。

ミキサ入力信号の望ましい周波数に設定された中心周波数を有する狭帯域フィル タが入力線に配置され、ブロック５２として示される。可変容量同調素子Ｃ１４ ，Ｃ１５がフィルタ５２の上流と下流とにそれぞれ配置されて、接地される。誘 電素子Ｌ６は、フィルタ５２と直列に配置される。上記のりアクタンス素子は、 フィルタ５２の追加の周波数同調のために設けられる。同様に、ブロック５４の 別の狭帯域周波数フィルタがミキサ１２の出力線２８に配置され、ミキサ出力信 号の周波数に設定された中心周波数を有する。つまり、以上説明してきた第２実 施例におけるこの時点までの主な違いは、振幅を表す注入信号の測定値がミキサ ・ステージ１２のデルタ電流測定値であり、ミキサ・トランジスタＱ４のコレク タにおけるＲ１２．Ｒ１３の抵抗分圧接続間のノードから取り出されることであ る。測定信号は信号線４６により、制御回路３０の差動増幅器の入力トランジス タ・ステージＱ５のベースに接続される。

第３図に示される実施例の制御回路３０を参照すると、入力ステージは、同様に 、エミッタが共通抵抗Ｒ１４を介して、共に接地電位に結合されているトランジ スタＱ５゜Ｑ６で構成されている。しかし、Ｑ５．Ｑ６のコレクタはそれぞれ、 Ｑｌｌのデュアル・コレクタに直接結合されており、第２図の実施例のようにデ ュアル差動トランジスタＱ８．Ｑ７は必要ない。この実施例の制御回路３０の別 の相違点は、もう一方の入力トランジスタ・ステージＱ６の基準レベルが、Ｂ十 電源と接地電位との間に直列結合された抵抗Ｒ１５，Ｒ１６によって構成される 抵抗分圧ネットワークにより設定されることである。Ｒ１５，Ｒ１６の抵抗分圧 ネットワークは、ノード接続において精密な電圧基準レベルを与え、このノード は、差動増幅器のもう一方の入力トランジスタ・ステージＱ６のベースに結合さ れている。この基準レベルが所望の振幅を表すので、注入信号は最小限のバイア ス電流供給により精密に振幅制御が行なわれる。

バイアス電流源１６は、同様なトランジスタＱｌ、Ｑ２から構成される同様なミ ラー回路構成であり、Ｑ２のコレクタは発振器回路１０に結合されて、そのバイ アス電流供給を制御している。この第２の実施例においては、抵抗Ｒ１７がミラ ー回路とＢ十電源との間に結合されて、発振器回路１０に対する最小バイアス電 流供給を設定し、発振器のあらゆる動作条件下で注入信号の損失を防いでいる。

電流調整抵抗Ｒ１８はＱｌのエミッタと接地電位との間に結合されている。バイ アス電流の制御の一部として、制御回路３０の差動増幅器は、回路ステージを含 む。このステージは一方のコレクタがベースに結合され、このベースが入力ステ ージ・トランジスタＱ５のコレクタに結合されているデュアル・コレクタＰＮＰ トランジスタＱ１３により構成されている。Ｑｌ３のエミッタはＢ十電源に結合 され、Ｑｌ３のもう一方のコレクタはＱｌ、Ｑ２の電流ミラー回路に結合されて 、発振器回路１０に供給されるバイアス電流の量を制御している。Ｑｌ３を流れ る最大制御電流は、Ｒ１４の値により調整されて、Ｑｌ−Ｑ２を介して発振器回 路１０に対する最大バイアス電流供給を設定する。したがって、バイアス抵抗Ｒ １７の最小設定値と、Ｑｌ３の制御電流の最大設定値との間に非ゼロのバイアス 電流レンジが作られる。この最大設定値により、発振器回路１０の起動が適切な ものとなる。

動作中は、制御回路３０は線４６上の測定信号と、抵抗分圧ネットワークＲ１５ ，Ｒ１６により設定された基準電位により制御され、測定信号が基準レベルより も小さいときは、制御電流はＱｌ３を介してバイアス電流源回路１６に流れ、発 振器回路１０に対するバイアス電流の供給を増大させて、それにより発振器回路 １０が発生する注入信号の振幅を増大させる。逆に測定信号が基準信号よりも大 きいときは、Ｑｌ３を流れる電流は小さくなり、発振器回路に対するバイアス電 流の供給が減少し、そのために注入信号の振幅が小さくなる。制御回路３０は、 注入信号の振幅を実質的に所望のレベルに制御するために充分な制御ループパラ メータで設定される。さらに再通電時には、最大バイアス電流供給が発振器に印 加されて、発振器回路１０が適切に始動できるようにする。したがって、通電さ れ、注入信号の振幅が望ましいレベルにある定常状態にはいると、制御回路３０ は発振器回路に供給されるバイアス電流を発生される注入信号の望ましい振幅を 保つために必要な最小限の値に制御する。

第３図の実施例の回路素子の通常値を以下の表に示す。

ＬＬ ＩＬｆ−（ｉ１！ Ｒ１２０にオーム Ｒ９１００オーム ＲＩＯ１５にオーム Ｒ１１３にオーム Ｒ］、　２　１　Ｋオーム Ｒ１３１，８にオーム Ｒ１４４にオーム Ｒ１５２０にオーム Ｒ１６８０にオーム Ｒ１７３０にオーム Ｒ１８３にオーム Ｃ１８０ｐｆ Ｃ２３０ｐｆ Ｃ４０，０１ｕＦ Ｃ１ｌ　Ｏ，１ｕＦ Ｃ１２０，１ｕＦ Ｃ１３０，１ｕＦ Ｃ１４２〜１０ｐｆ Ｃ１５２〜１０ｐｆ Ｌ５　４．　２ｕＨ Ｌ６　２．　６ｕＨ ５２１７，９ＭＨｚ （水晶フィルタ） ５４　４５５ＫＨｚ （セラミック・フィルタ） ２０　１７．４５５ＭＨｚ （基本水晶） 第２図および第３図の実施例は、水晶制御発振器回路を用いて説明してきたが、 受信機のすべてのヘテロダイン・ステージに当てはまるわけではない。ステージ によっては、たとえば電圧制御発振器（ＶＣＯ）などの、他の種類の発振器回路 を用いることもある。本発明を具体化するヘテロダイン・ステージに用いるのに 適しているＶＣＯの回路の実施例を第４図に示す。このＶＣｏ実施例には、第２ 図および第３図の説明に関して解説された発振器回路と同様な従来のコルピッツ 発振器回路ｌＯが含まれている。同一または類似の素子については、同じ参照番 号が使われる。同調された水晶回路により駆動されずに、コルピッツ発振器１０ の周波数は、可変コンデンサ２１と接地電位との間に結合されたバラクタまたは バリキャップ素子ｖＣ１により制御される。チョーク・コイルＬ７は、２１とＶ ＣＩとの間のノード接続と６０の電圧電位可変源との間に結合されている。さら に、固定コンデンサ素子は、Ｑ３のベースと接地電位との間に結合され、別の発 振器同調を行っている。

また、チョーク・コイルＬ８は、バイアスのためにＱ３のベースとＢ十電源との 間に配置されて、Ｂ十電源をバラクタ同調型駆動ステージから減結合している。

Ｑ３のコレクタとＢ十電源との間に結合された抵抗Ｒ１９は、インピーダンス整 合を行い、かつソース・インピーダンスまたは局部インピーダンスとなる。

トランジスタＱｌ、Ｑ２から構成される同様な電流ミラー・ステージがＶＣＯＩ 　Ｏに結合されて、バイアス電流を制御し、それによりコンデンサＣ９を介して ＡＣ結合される注入信号出力の振幅が調整される。別のチョーク・コイルＬ９と コンデンサＣ１７とが発振器回路１０と電流ミラー１６との間のバイアス電流線 に配置され、トランジスタＱ２からバイアス電流をＡＣ減結合させる。抵抗Ｒ２ ０は、発振器があらゆるループ条件下で充分な電流を有するように最小限の電流 を設定する。

動作中は、Ｃ９を介してミキサに結合される注入信号の周波数は、６０でｖＣＯ に印加される電圧電位を可変することにより制御することができる。たとえば、 ６０の電圧を０．５Ｖと３■の間で可変すると、本実施例のＶＣｌの容量は２４ ｐｆから４４ｐｆに変わり、発振器の周波数も、約１５０ＭＨｚの中心周波数付 近で比例して調整される。

約１５０ＭＨｚの中心周波数に対して同調されたｖＣＯの適切な実施例に対する 通常値を以下の表に示す。

１１東 ｔｌ　ｆＬ Ｃ４０，０５ｕｆ Ｃ９２２０ｐｆ Ｃ１６３０ｐｆ Ｃ１７１２５ｐｆ ２１　５−３５ｐｆ ＶＣＩ　２４−４４ｐｆ （０、５Ｖ−３Ｖ） Ｌ７　２．　６ｕＨ Ｌ８　２．　６ｕＨ Ｌ９　２．　６ｕＨ ２２８７ｎＨ Ｒ１７３にオーム Ｒ１８１にオーム Ｒ１９５０オーム Ｒ２０１にオーム 要するに、第２図および第３図に関して解説された本発明の実施例はいずれも、 充分能力のある帰還制御ループを提供する。いずれの実施例の場合においても、 このループは発振器回路によって発生された注入信号を外部信号による妨害を受 けずに測定することができ、また精密な基準レベルを設定して、注入信号を所望 の振幅信号に制御することができる。後者の能力は、精密なチャンネル選択性が 必要とされるｖＣＯを用いる場合に特に重要であり、さらに注入信号の振幅が望 ましい振幅から離れたときの側波帯のノイズが実質的に増加するために、特に重 要である。また前記ループは、さらに閉ループ制御回路が限られたレンジ内で起 動でき、バッテリ電源からの電流流出を最小限にして、あらゆる動作条件下で発 振器の動作を維持できるような動作を行うためのバイアス電流制御レンジを有す る。

本発明は２つの特定の実施例に関して説明してきたが、これらの実施例に対する 追加、削除および変更が、この発明の原理から逸脱せずに可能であることはご理 解いただけよう。したがって、本発明は特定の実施例に制限されるものではなく 、以下の請求の範囲に入るものとして解釈されるものとする。

ＦＩＧ、１ ぐ 国際調査報告

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．受信機のヘテロダイン・ステージであって：バイアス電流源； 前記電流源から供給されるバイアス電流に応答して、所定の周波数および供給さ れたバイアス電流の量に基づく振幅で注入信号を発生させる局部発振器回路；前 記注入信号により制御され、ヘテロダイン法により受信機信号をある周波数から 他の周波数へ変換するミキサ回路； 前記注入信号の振幅を測定する手段；および前記測定手段に結合され、前記注入 信号の振幅を表す信号を与える一方のトランジスタ・ステージ入力と、基準レベ ルでバイアスされる他方のトランジスタ・ステージ入力とを有し、かつ前記の振 幅を表す信号と前記基準レベルとにより制御され、前記電流源により前記発振器 回路に供給されるバイアス電流の量を非ゼロ・バイアス電流レンジ内に調整する 回路ステージを有する差動増幅器回路；によって構成されることを特徴とするヘ テロダイン・ステージ。
2. ２．前記測定手段が、局部発振器回路からの注入信号を差動増幅器回路の一方の トランジスタ・ステージ入力に結合させる手段を含むことを特徴とする請求項１ 記載のヘテロダイン・ステージ。
3. ３．バイアス電流源による局部発振器回路へのバイアス電流の供給を制御する電 流供給線を含み、差動増幅器回路の回路ステージが前記供給線に結合され、与え られた電流の一部を回路ステージに迂回させて、基準信号の振幅を表す信号およ び差動増幅器回路に応じて、局部発振器回路に対するバイアス電流供給を制御す ることを特徴とする請求項１記載のヘテロダイン・ステージ。
4. ４．前記回路ステージが、前記供給線から迂回された制御電流の最大量を設定す る電流ミラー回路から構成されることを特徴とする請求項３記載のヘテロダイン ・ステージ。
5. ５．バイアス電流源が、制御電流源と局部発振器回路との間の供給線に配置され 、バイアス電流源により局部発振器回路に供給されるバイアス電流の最大量を設 定する電流ミラー回路を有することを特徴とする請求項３記載のヘテロダイン・ ステージ。
6. ６．差動増幅器回路が集積回路として構築され、差動増幅器回路の一方のトラン ジスタ・ステージ入力および他方のトランジスタ・ステージ入力の集積回路面積 が、基準レベルを設定するようにあらかじめ選択されていることを特徴とする請 求項１記載のヘテロダイン・ステージ。
7. ７．ミキサ回路が、ヘテロダイン動作を制御する注入信号の振幅を表すデルタ電 流信号を発生させるべく動作するエミッタ接地型トランジスタ構成から成り、測 定手段がミキサ回路からの前記デルタ電流信号を差動増幅器回路の一方のトラン ジスタ・ステージ入力に結合させることを特徴とする請求項１記載のヘテロダイ ン・ステージ。
8. ８．バイアス電流源が、最小限のバイアス電流を局部発振器回路に供給するよう にバイアスされる電流ミラーから成り、かつ差動増幅器回路の回路ステージがバ イアス電流源の電流ミラー回路に結合され、振幅を表す信号と差動増幅器回路の 基準レベルとに応じて、局部発振器回路に供給されるバイアス電流の量を調整す ることを特徴とする請求項１記載のヘテロダイン・ステージ。
9. ９．回路ステージが、バイアス電流源により局部発振器回路に供給されるバイア ス電流の最大量を設定する電流ミラー回路により構成されることを特徴とする請 求項８記載のヘテロダイン・ステージ。
10. １０．２つの電圧電位間に結合された抵抗分圧ネットワークを含み、差動増幅器 回路の他方のトランジスタ・ステージ入力に結合される基準電圧信号を与え、前 記ステージを所望の基準レベルにバイアスさせることを特徴とする請求項１記載 のヘテロダイン・ステージ。