JPH0449594Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本考案は、超音波パルスを測定面に放射し、そ
の反射波を受波したその超音波パルスの往復時間
から測定面までの距離を測定する超音波測距装置
に係り、特にその送受波器の送信および受信の効
率を改善した超音波測距装置に関する。

＜従来の技術＞ 従来の超音波測距装置は、駆動回路からの駆動
電圧により送受波器から超音波パルスを測定面に
放射し、その測定面からの反射パルスを送受波器
を介して受信回路で受波してこれらのパルスの往
復時間から測定面までの距離を測定している。

この場合、送受波器には並列にインダクタンス
を接続して駆動回路からみた出力インピーダンス
を等価的に抵抗成分として駆動回路から無効電力
が送出されないようにして効率をあげている。

しかしながら、この様な超音波測距装置におい
ては空気が媒体で例えば40KHzの超音波では超音
波パルスの大きさは測定距離の1.6〜２乗に反比
例して減衰し、また反射面の状態により反射パル
スの大きさも大きく異なる。例えば、水面に気泡
が発生すると反射率は1/10ぐらいに低下するので
送出する超音波パルスの波高値を大きくして受信
電圧を確保している。

しかしながら、例えば２線を介して電流の供給
を受けこの電流による電力でレベル変換回路の電
力を全てまかなういわゆる２線式レベル計などで
は使用できる電力が制限されるので超音波パルス
の波高値を大きくするに際しても限度がある。

そこで、駆動回路から送受波器に送出する際の
効率を上げる必要がある。

駆動電圧を上げずに、送出する超音波パルスを
大きくするためには駆動回路と送受波器とのイン
ピーダンスをマツチングさせる必要がある。第７
図にその回路構成を示す。

第７図イの場合は、駆動回路１０の駆動電圧
Vsが抵抗R₁とコンデンサC₁の並列回路で表わさ
れた送受波器１１にスイツチSW₁とインダクタン
ス１２を介して印加されている。

この様な構成により、送受波器１１のコンデン
サC₁の部分をインダクタンス１２で打ち消して
純粋の抵抗だけとし、しかもこの値を駆動電圧
V_Sを供給する駆動回路１０の出力インピーダン
スに等しくしてインピーダンスマツチングをと
る。このようにして送受波器１１のコンデンサ
C₁の部分を除くことにより無効電力を除くこと
が出来るので、駆動回路の電力負担が低減できる
のである。

例えば、C₁＝1.1nF，R₁＝50KΩの送受波器１
１において固有振動周波数が40KHzの場合を考え
ると、インダクタンス１２がＬ＝14mHで共振
し、このとき等価インピーダンスはR₀＝Ｌ／C₁
R₁＝255Ωとなつて等価的に送受波器１１の入力
インピーダンスが小さくなり、送受波器１１への
電力供給が容易になる。

一方、第７図ロの場合はインダクタンス１３を
送受波器１１に並列に接続し、これに駆動電圧を
スイツチSW₁を介して供給したときを示してい
る。

この場合はイと同じ様にして共振時の等価イン
ピーダンスを計算すると50KΩとなり高い等価イ
ンピーダンスを示す。

したがつて、駆動回路１０から送受波器１１を
駆動する場合には第７図のイの回路構成のほうが
良いことがわかる。

第８図は送受波器からの受信信号を受信する場
合の等価回路を示している。

第８図イは第７図イに対応する受信時の等価回
路、第８図ロは第７図ロに対応する受信時の等価
回路をそれぞれ示す。

第８図イにおける電圧Vr′は送受波器１１にお
いて反射パルスを受信したときに発生する電圧で
あり、受信回路での受信電圧VrはVr′／ω₀C₀×
１／（R₁＋１／ω₀C₀）に減衰する。例えば、C₀
＝1.1nF，R₁＝50KΩ，ω＝2πf＝２×40KHzとす
ると、Vr＝0.07Vr′となり1/10以下に減衰する。

一方、第８図ロのように構成すると、Vr＝
Vr′となり受信効率がよくなる。

そこで、この点を考慮した改良が本出願人の出
願に係る実願昭61−174599号「超音波測距装置」
で提案されている。

以下、この提案の概要を第９図を用いて説明す
る。なお、第７図、第８図に示す部分と同じ機能
を持つ部分には同一の記号を付して適宜にその説
明を省略する。

駆動回路１０の駆動電圧VsはスイツチSW₁、
インダクタンス１２、および送受波器１１で構成
された直列回路に印加されている。また、駆動回
路１０と送受波器１１との間にスイツチSW₁を介
して直列にインダクタンス１２が接続され、イン
ダクタンス１２と送受波器１１の直列回路には並
列にスイツチSW₂が接続されている。

更に、抵抗R₂と互いに逆方向に接続されたダ
イオードD₁，D₂との直列回路が送受波器１１の
両端に接続されている。ダイオードD₁，D₂の両
端は受信回路１４の入力端に接続されている。ス
イツチSW₁とSW₂はそれぞれスイツチ駆動回路１
５により開閉される。

駆動回路１０から駆動電圧Vsを送出するとき
には、スイツチSW₁をオン、スイツチSW₂をオフ
として送受波器１１に駆動電圧Vsを供給する。

このときには、駆動電圧Vsが大きいのでダイ
オードD₁，D₂でこれらが短格されて受信回路１
４には駆動電圧Vsは入力されない。

一方、送受波器１１から超音波パルスを送出し
て測定面で反射した反射パルスは送受波器１１で
受信される。このときはスイツチ駆動回路１５に
よりスイツチSW₁はオフ、スイツチSW₂はオンと
なる。この場合に、送受波器１１で受信される電
圧は小さな値であるので、ダイオードD₁，D₂は
短格されず、受信回路１４で受信される。

以上の点について、第７図ロに示す駆動回路で
駆動した場合と比較して説明する。

まず、C₀＝1.1nF，Ｌ＝14mH，R₁＝50KΩと
し、Vs＝500Vとしたときは、第７図ロの構成で
は送受波器１１に供給される電力はＰ＝500²／
50KΩ＝5Wであるが、第１図の構成によれば、
インピーダンスが255ΩなのでＰ＝5Wの電力を得
るための電圧は5W＝V²／255Ω、つまりＶ＝35V
となる。すなわち、本構成により、駆動電圧Vs
を1/14に低減できるのである。

一方、送信終了後はスイツチSW₁がオフでSW₂
がオンとなり、送受波器１１とインダクタンス１
１が並列に接続され、第７図ロの状態となる。送
受波器１１に発生された電圧は抵抗R₂とダイオ
ードD₁，D₂を介して受信回路１４に入力される。
この受信電圧は一般にダイオードの順方向の電圧
（0.6V程度）以下のため、送受波器１１で検出さ
れた電圧がそのまま受信回路１４に供給される。

＜考案が解決しようとする問題点＞ しかしながら、この第９図で示す超音波測距装
置では受信効率はこのように一応改善されたが、
超音波パルスを送受波器１１で受信し、このとき
に送受波器１１に発生する電圧を増幅していたの
で、受信回路１４の入力インピーダンスの影響に
より受信信号が減衰し、特に送受波器１１と受信
回路１４との間のケーブルが長い場合にはこのケ
ーブルの静電容量の影響を受けて受信信号が著し
く減衰し、受信効率を低下させるという問題があ
つた。

＜問題点を解決するための手段＞ この考案は、以上の問題点を解決するため測定
面に超音波パルスを送出しこの測定面から反射す
る反射パルスを受信する送受波器とこの送受波器
に駆動電圧を供給する駆動回路とこの送受波器で
受けた前記反射パルスに対応した受信信号を受信
する受信回路とを有する超音波測距装置におい
て、駆動回路と送受波器との間にスイツチを介し
て直列に接続されたインダクタンスと、インダク
タンスと送受波器の直列回路の両端に並列に接続
され受信信号を受信するチヤージコンバータと、
送受波器から超音波パルスを送出する際にはスイ
ツチをオンとし受信信号を受信する際にはスイツ
チをオフとするスイツチ駆動回路とを具備するよ
うにしたものである。

＜作用＞ 駆動回路と送受波器との間のスイツチをオンと
して駆動回路からの駆動電圧を送受波器に印加し
て送受波器から超音波パルスを送出する。このと
きはインダクタンスにより送受波器と共振状態に
あり高電圧が送受波器に印加されるが、チヤージ
コンバータには抵電圧の駆動電圧が印加される。
超音波パルスを受信するときはスイツチをオフと
して超音波パルスに対応して送受波器に発生した
電荷をチヤージコンバータで電圧に変換して受信
する。

＜実施例＞ 以下、本考案の実施例について図面に基づいて
説明する。第１図は本考案の要部の１実施例を示
する回路図である。

駆動回路１０の駆動電圧VsはスイツチSW₃イ
ンダクタンス１２及び送受波器１１で構成された
直列回路に印加される。スイツチSW₃はスイツチ
駆動回路１５で超音波パルスを送信するときはオ
ンとされ、超音波パルスを受信するときはオフに
制御される。

超音波パルスを送信するときは、スイツチSW₃
がオンにされ駆動電圧Vs（例えば10ボルト）がイ
ンダクタンス１２と送受波器１１の直列回路に印
加されるとこの直列回路は共振状態となり高電圧
が送受波器１１に印加された状態となり容易に超
音波パルスを送出できる状態になる。

超音波パルスを受信するときは、スイツチSW₃
をオフとして送受波器１１に受信した超音波パル
スに対応して発生した電荷をチヤージコンバータ
１６でこの電荷に対応した電圧に変換する。

チヤージコンバータ１６は増幅器Q₁、入力コ
ンデンサC₂C₃、コンデンサC₄C₅、抵抗R₃，R₄な
どから構成されている。インダクタンス１２と送
受波器１１の直列回路の両端は入力コンデンサ
C₂C₃を介してそれぞれ増幅器Q₁の反転入力端
（−）、非反転入力端（＋）に接続され、また増幅
器Q₁の反転入力端（−）はその出力端との間に
抵抗R₃とコンデンサC₄との並列回路が接続され、
さらに増幅器Q₁の非反転入力端（＋）は共通電
位点COMとの間に抵抗R₄とコンデンサC₅の並列
回路が接続されている。

入力コンデンサC₂とC₃は送受波器１１の内部
容量より十分大きな値が選定され、これは直流カ
ツト用のコンデンサとして機能する。また、抵抗
R₃，R₄は増幅器Q₁直流バイアス点を決定するた
めに設けられ、これには高抵抗が用いられる。

以上のように構成された回路の動作を第２図に
示す説明図を用いて説明する。

第２図は超音波パルスを受信したきの回路を示
している。超音波パルスの受信により送受波器１
１に発生した電荷をｑ＝｜ｑ｜sinωtとすればチ
ヤージコンバータ１６の出力V₀は V₀＝ｑ／jωC₄ となる。但し、C₄＝C₅としてある。このときの
電荷ｑの流れは図示したようになる。

一方、Cpはケーブルの容量であり、この容量
Cpは増幅器Q₁の増幅度をμとすれば１／μに減
衰されるが、実際にはμは極めて大きいので実質
的にケーブルの容量Cpは無視できる。

ケーブルでの減衰を低減できる結果、超音波パ
ルスの受信効率が大幅に改善されこのため駆動電
圧Ｖを例えば10Vと低くできチーヤジコンバータ
１６の入力側に第９図に示すような保護用のダイ
オードD₁D₂を必要としなくなつた。

また、送受波器１１が拾う同相ノイズυnは第
２図に示すように送受波器１１の両端に入力され
るが、増幅器Q₁に同相で入力されるので相殺さ
れて増幅器Q₁の出力には影響を与えない。

第３図は本考案の第２の実施例の要部を示すブ
ロツク図である。

スイツチSW₄とSW₅の直列回路、およびスイツ
チSW₆とSW₇の直列回路がいずれも電源Ｅに並列
に接続され、スイツチSW₄とSW₅の接続点Ａ、お
よびスイツチSW₆とSW₇の接続点Ｂの間にインダ
クタンス１２と送受波器１１の直列回路が接続さ
れている。

さらに、接続点ＡとＢにはチヤージコンバータ
１６の入力端が接続されその出力に出力電圧
V₀′を得る。

また、スイツチSW₄〜SW₇はスイツチ駆動回路
１６からの制御信号S₄〜S₇により開閉される。

以上のごとく構成された第３図に示す実施例の
動作を第４図に示す波形図を用いて説明する。

駆動電圧を送出するときは、第４図イ〜ハに示
すようにスイツチSW₄とSW₆、スイツチSW₅と
SW₇が同位相で交互にオン／オフを繰り返す。ス
イツチSW₄とSW₆、スイツチSW₅とSW₇のオン／
オフの周期は送受波器１１の共振周波数に等しい
かそれに近い周期でスイツチ駆動回路１７からの
駆動信号S₄，S₆，S₅およびS₇により駆動される。

このため、Ａ−Ｂ間には＋Ｅ、−Ｅの電圧が交
互に加わり、等価的に±Ｅの交流の矩形波の電圧
V_ABが発生する（第４図ホ）ことになり、結局こ
れは電源電圧Ｅの２倍に相当する電圧で送受波器
１１を駆動することになる。

一方、反射パルスを受信するときは、スイツチ
SW₅とSW₆がオンとなり、スイツチSW₄とSW₇が
オフとなる。したがつて、インダクタンス１２と
送受波器１１とは並列に接続され第８図ロの状態
となり受信効率が改善される。このため、電源Ｅ
は高い電圧を必要としないので、スイツチSW₄〜
SW₇はアナログスイツチにより構成することがで
き、駆動回路が簡略にできる。

第５図はスイツチ素子としてトランジスタを用
いた場合の本考案の第３の実施例の要部を示すブ
ロツク図である。第６図は第５図に示す実施例の
各部の波形を示す波形図である。

単安定マルチ（ワンシヨツトマルチバイブレー
タ）１７には一定周期毎にスタートパルスS_T（第
６図イ）が印加され、その立上りに同期して単安
定マルチ１７の出力端Ｑから一定幅のパルスP₁
（第６図ロ）が発振器１８のリセツト端子Ｒに印
加され、その反転出力端からはパルスP₁とは逆
相のパルスP₂（第６図ハ）が出力される。パルス
P₁が印加されることにより、発振器１８はその
リセツトが解除されて発振を開始しパルスP₁が
ハイレベルＨの間デユテイサイクル50％のパルス
P₃（第６図ニ）を発振する。このパルスP₃はゲー
ト２０を介してスイツチSW₇′を構成するトラン
ジスタのべースにパルスP₄として印加される。
一方パルスP₃とは逆相のパルスP₅（第６図ホ）は
それぞれスイツチSW₄′とSW₆′を構成するトラン
ジスタのべースに印加される。

また、パルスP₂とパルスP₅はそれぞれゲート
２１を介してパルスP₆（第６図ヘ）としてスイツ
チSW₅′を構成するトランジスタのべースにに印
加されこれを開閉制御する。

このようにして、これ等のスイツチSW₄′〜
SW₇′はそれぞれ第３図のスイツチSW₄〜SW₇に
対応するように動作する。

したがつて、送信区間ではスイツチSW₄′と
SW₆′、およびスイツチSW₅′とSW₇′とが同位相
でオン／オフされる。受信区間ではパルスP₆，
P₅は共にハイレベルＨで同位相となり、スイツ
チSW₅′とSW₆′がオンとなりスイツチSW₄′と
SW₇′がオフとなり第３図における動作と同一に
なる。

なお、スイツチSW₄′〜SW₇′はFET、サイリ
スタなどのスイツチ素子でもよい。また、第５図
では単安定マルチ１８のＱ出力が発振器１９のリ
セツト端子Ｒに接続されているが、リセツト端子
Ｒは常に解除状態Ｈとして常にパルスP₃を発信
する構成でもよい。

＜考案の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明したように本
考案によれば、超音波の送信／受信のときに送受
波器のインピーダンスマツチング用のインダクタ
ンスを直−並列に接続切替を行なうと共に受信電
圧をチヤージコンバータで受信するので、送信時
の効率を最大にすることができると共にケーブル
の静電容量の影響による受信電圧の減衰もなくな
り受信効率も向上する。また、送受信の効率を向
上させることにより、駆動回路側の電圧を小さく
することができ、その結果受信回路で送信時の高
電圧をダイオード等によりプロテクトする必要も
なくなる。さらに、チヤージコンバータを用いる
結果、送受波器に混入する同相ノイズを除去する
こともでき精度の向上に寄与する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の要旨の１実施例を示すブロツ
ク図、第２図は第１図の実施例の動作を説明する
説明図、第３図は本考案の他の実施例を示すブロ
ツク図、第４図は第３図の各部の波形を示す波形
図、第５図はスイツチ素子としてトランジスタを
用いた場合の本考案の更に他の実施例を示すブロ
ツク図、第６図は第５図に示す実施例の各部の波
形を示す波形図、第７図は従来の送信側の問題点
を説明する等価回路図、第８図は従来の受信側の
問題点を説明する等価回路図、第９図は従来の超
音波測距装置の構成を示す構成図である。 １０……駆動回路、１１……送受波器、１２…
…インダクタンス、１４……受信回路、１５……
駆動回路、１６……チヤージコンバータ、１８…
…単安定マルチ、１９……発振器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 測定面に超音波パルスを送出し前記測定面から
   反射する反射パルスを受信する送受波器とこの送
   受波器に駆動電圧を供給する駆動回路と前記送受
   波器で受けた前記反射パルスに対応した受信信号
   を受信する受信回路とを有する超音波測距装置に
   おいて、前記駆動回路と前記送受波器との間にス
   イツチを介して直列に接続されたインダクタンス
   と、前記インダクタンスと前記送受波器の直列回
   路の両端に接続され前記受信信号を受信するチヤ
   ージコンバータと、前記送受波器から超音波パル
   スを送出する際には前記スイツチをオンとし前記
   受信信号を受信する際には前記スイツチをオフと
   するスイツチ駆動回路とを具備することを特徴と
   する超音波測距装置。