JPH0440887B2

JPH0440887B2 -

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Publication number: JPH0440887B2
Application number: JP12061782A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Katakura; Takumi Tenma; Motomi Ookochi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1982-07-13
Filing date: 1982-07-13
Publication date: 1992-07-06
Also published as: JPS5912637A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、信号ダイナミツクレンジの圧縮・伸
張過程を介して伝送系や録音再生系のダイナミツ
クレンジを見かけ上拡大するノイズリダクシヨン
回路に関する。

ノイズリダクシヨン回路は、その目的や改善効
果等に応じて種々の回路構成が提案されている
が、たとえば、いわゆるコンパクトカセツトテー
プレコーダ用のノイズリダクシヨン装置の標準的
なものとして、主信号路、副信号路、加算回路を
具備して成る、いわゆるスライデイングバンド方
式のノイズリダクシヨン回路が一般に広く知られ
ている。

第１図は、このようなノイズリダクシヨン回路
の原理的な構成を示し、入力端子１からの入力信
号は圧縮回路２を介し、信号伝送系としてのコン
パクトカセツトテープレコーダ等の録音再生装置
の記録媒体３に供給され、この記録媒体３からの
再生出力信号は、伸張回路４を介して出力端子５
に取り出される。

これらの圧縮回路２および伸張回路４は、互い
に同一の構成要素として、主信号路、副信号路と
しての可変伝達関数回路６，１６、加算回路７，
１７、および制御回路をそれぞれ有しており、圧
縮回路２は主信号路と副信号路としての可変伝達
関数回路６の加算系として、また、伸張回路４は
副信号路としての可変伝達関数回路１６が主信号
路の負帰還路となるようにそれぞれ構成されてい
る。可変伝達関数回路６，１６は、可変遮断周波
数の高域通過フイルタ（ハイパスフイルタ）を構
成しており、各遮断周波数はそれぞれ上記制御回
路からの制御信号に応じて変化する。各制御回路
は、それぞれウエイテイング回路８，１８、およ
びレベル検出回路９，１９より成り、高域に周波
数ウエイテイングがかけられており、その結果、
入力信号レベルが高い程、また周波数が高い程、
副信号路である可変伝達関数回路６，１６の遮断
周波数が高域にシフトする。

ところで、第２図の周波数特性グラフにおい
て、実線で描かれた特性曲線２１は、録音媒体と
してのコンパクトカセツトテープの最大許容レベ
ルを示し、一点鎖線の特性曲線２２は、一般的な
音楽信号エネルギの周波数スペクトラムの最大値
を示している。また、領域２３は、音楽信号エネ
ルギの最大値がテープの最大許容入力を超える部
分を示している。この現象は、通常10kHz以上の
周波数で生じ、ノイズリダクシヨン回路を用いな
い場合には、高次の倍音成分が信号のピーク時に
欠如するに過ぎず、聴感的な影響は小さい。しか
し、ノイズリダクシヨン回路を用いた場合には、
録音媒体に対する入力信号と出力信号が完全に一
致しないことより、圧縮動作と伸張動作とが完全
に対称的に行なわれなくなり、最終的な出力信号
（伸張回路出力）については、単なる高域成分の
瞬間的な欠如のみならず、中低域にも影響を及ぼ
すことになる。これは、主として、圧縮回路と伸
張回路とで制御回路出力に差が生じるためであ
る。

この現象を改善するために、録音時に高域を抑
圧し、再生時に逆特性により復元することが行な
われている。この高域抑圧回路の周波数特性を第
３図に示す。この第３図において、実線の特性曲
線２６が望ましい理想的な周波数特性を示し、例
えば10kHzから降下し始め、20kHz以上では約
12dB減衰の平坦な特性となる。しかしながら、
現実においては、このような理想曲線２６の周波
数特性は最小位相推維の範囲では実現できず、ま
た、最小位相推移でない場合には、再生時に対称
な逆特性が実現できない。

そこで、第３図の破線の曲線２７に示すような
デイツプ特性を、ブリツジ回路や直列共振回路等
により実現し、上記高域抑圧回路として用いてい
る。この第３図のデイツプ特性曲線２７は、たと
えば20kHzにデイツプの周波数が設定されてお
り、20kHz以下においては、そのデイツプの量と
Ｑを適当に設定することにより、高域抑圧回路と
して望ましい特性が実現し得る。なお、20kHz以
上の特性は、取り扱われる信号に20kHz以上の特
性は全く含まれないこと、および混変調成分等が
存在したとしても、フイルタによつて抑圧し得る
こと等より、ほとんど問題とはならない。

次に第４図は、上述のような高域抑圧回路を用
いて構成されたノイズリダクシヨン回路の一例を
示している。この第４図において、入力端子３１
に供給された入力信号は、上述の高域抑圧回路３
２を介して高域が抑圧され、圧縮回路３３（上記
圧縮回路２に対応）によつてダイナミツクレンジ
の圧縮を受ける。この圧縮回路３３からの出力
は、たとえば録音媒体３４に録音され、その再生
信号が伸張回路３５（上記伸張回路４に対応）に
送られる。この再生信号は、伸張回路３５によつ
てダイナミツクレンジが伸張されて復元され、さ
らに、上記高域抑圧回路３２とは対称な特性を有
する回路３６によつて上記高域抑圧分が復元さ
れ、出力端子３７に取り出される。このような高
域抑圧回路を備えたノイズリダクシヨン回路は、
圧縮側と伸張側の動作の対称性が著るしく向上す
る。

ところで、このような高圧抑圧回路を用いる場
合には、対称特性を得るために、演算増幅器に広
帯特性が要求され、また、圧縮・伸張動作切換が
複雑化するという問題点がある。

すなわち、一般に、テープレコーダ等の記録・
再生装置の場合には、記録回路と再生回路とが同
時に動作する必要はなく、このため、同一回路に
よつて圧縮動作と伸張惑作とを切換え得るような
ノイズリダクシヨン回路構成が通常用いられる。

第５図は、高域抑圧回路３２を備え、圧縮・伸
張動作の切換え、およびノイズリダクシヨン動作
のオン・オフ切換えが可能な回路構成の一例を示
している。

この第５図の回路の全体は、圧縮入力端子４１
と伸張出力端子４２とを備えた高域抑圧・復元ブ
ロツク４３と、伸張入力端子４４と圧縮出力端子
４５とを備えた圧縮・伸張ブロツク４６とから成
る。上記高域抑圧・復元ブロツク４３は、高域抑
圧回路３２と、演算増幅器４７と、切換スイツチ
４８，４９と、スイツチ５０とより成る。高域抑
圧回路３２は、抵抗５１，５２、インダクタ５
３、およびキヤパシタ５４から構成される。切換
スイツチ４８は、高域抑圧・復元ブロツク４３の
演算増幅器４７への非反転入力を切換選択するも
のであり、圧縮動作時には圧縮入力端子４１に、
伸張動作時には圧縮・伸張ブロツク４６の出力端
子４５に、それぞれ切換接続される。切換スイツ
チ４９は、演算増幅器４７の反転入力を切換選択
し、圧縮動作時に演算増幅器４７を電圧フオロワ
として動作させることにより高域抑圧動作を行な
わせ、伸張動作時に高域抑圧回路３２を演算増幅
器４７の帰還路に挿入することにより上記高域抑
圧の復元動作を行なわせる。スイツチ５０は、ノ
イズリダクシヨン動作のオン・オフに応じてオ
ン・オフ動作し、オフ時には高域抑圧回路３２の
インダクタ５３、キヤパシタ５４、および抵抗５
２の直列回路をフローテイング状態として、周波
数特性を平坦にする。

次に、圧縮・伸張ブロツク４６は、第１図の圧
縮回路２と同様に、可変遮断周波数の高域通過フ
イルタである可変伝達関数回路６、加算器７、周
波数ウエイテイング回路８、およびレベル検出器
９を備え、さらに、単位利得の反転増幅器５５、
切換スイツチ５６，５７、およびスイツチ５８を
有している。反転増幅器５５は、伸張動作時に前
記副信号路を負帰還路とするものである。切換ス
イツチ５６は、圧縮・伸張ブロツク４６の入力を
選択するものであり、圧縮動作時には上記高域抑
圧・復元ブロツク４３の出力端子に接続され、伸
張動作時には伸張入力端子４４に接続される。切
換スイツチ５７は、上記副信号路を前記主信号路
に対して加算する構成とするか負帰還路構成とす
るかによつて圧縮動作と伸張動作とを切換えるも
のであり、圧縮動作時には切換スイツチ５６から
の出力を、伸張動作時には反転増幅器５５からの
出力を、それぞれ副信号路に供給する。スイツチ
５８は副信号路に直列に挿入接続されることによ
つて、ノイズリダクシヨン動作のオン・オフを制
御する。

このような構成のノイズリダクシヨン回路は、
前述のように、テープの最大許容レベルに起因す
る高域成分の欠如による圧縮動作と伸張動作の対
称性が著るしく向上する反面、圧縮・伸張動作の
切換え、およびノイズリダクシヨン動作のオン・
オフ切換えが著るしく複雑になる。

特に、コンパクトカセツトテープレコーダ用の
ノイズリダクシヨン回路においては、部品点数の
削減と性能向上の目的で、モノリシツク集積化さ
れた形態で使用されることが多く、この場合、上
記各切換えも電子スイツチ化されることが要求さ
れるが、切換え部分の複雑さはモノリシツク集積
化をより困難にする。

ここで、伸張動作時には、高域抑圧回路と圧縮
回路との直列接続回路を演算増幅器の帰還路に挿
入接続するような構成を用いることにより、切換
えのための回路構成が簡略化できるが、上記高域
抑圧回路によつて上記帰還路を含むループが単位
利得となる周波数が極めて高くなり、この高周波
数において系が安定となるための位相余裕をもた
せることは極めて困難となる。

本発明は、このような実情に鑑みてなされたも
のであり、高域抑圧回路を有するノイズリダクシ
ヨン回路において、回路構成を簡略化でき、伸張
動作時に高域抑圧回路によつて生じる位相余裕の
減少の大幅な改善が図れるような集積回路化に好
適なノイズリダクシヨン回路の提供を目的とす
る。

すなわち、本発明に係るノイズリダクシヨン回
路の特徴は、演算増幅器と、この演算増幅器の反
転入力端子に接続された切換手段と、上記演算増
幅器の出力端子に接続され少なくとも１つのイン
ダクトと２つのキヤパシタを持つ共振点および反
共振点を有する高域抑圧回路と、この高域抑圧回
路の出力端子に接続されたダイナミツクレンジ圧
縮回路とを具備し、該ダイナミツクレンジ圧縮回
路は上記高域抑圧回路の出力が供給される可変伝
達関数回路と、上記高域抑圧回路の出力と上記可
変伝達関数回路の出力を加算する加算回路と、上
記可変伝達関数回路の伝達関数を制御する制御回
路とより成り、圧縮動作時に上記演算増幅器は上
記切換手段により固定利得増幅器として動作し、
上記ダイナミツクレンジ圧縮回路より圧縮出力を
得、伸張動作時に上記高域抑圧回路と上記ダイナ
ミツクレンジ圧縮回路は上記切換手段により上記
演算増幅器の帰還回路を成し、上記演算増幅器の
出力端子より伸張出力を得ることである。

以下、本発明の好ましい実施例について図面を
参照しながら説明する。

先ず第６図は、本発明に係るノイズリダクシヨ
ン回路に用いられる高域抑圧回路３２の構成例を
示す回路図である。この第６図には、Ａ，Ｂの２
つの回路例が示されており、第６図Ａの高域抑圧
回路６２においては、抵抗５１，５２、インダク
タ５３、およびキヤパシタ５４より成る構成のイ
ンダクタ５３とキヤパシタ５４との直列回路に対
して並列に第２のキヤパシタ６１を接続してい
る。また、第６図Ｂに示す高域抑圧回路６４にお
いては、インダクタ５３に対して並列に第２のキ
ヤパシタ６３を接続している。これらの高域抑圧
回路６２，６４は、いずれも、インダクタ５３と
キヤパシタ５４が共振点（第７図の共振周波数s
の点）を定め、さらにキヤパシタ６１（あるいは
キヤパシタ６３）によつて反共振点（第７図の反
共振周波数pの点）を定めるものであるが、特
性上は第６図Ａの構成の方が好ましい。

このような共振点および反共振点を有する高域
抑圧回路６２を用いて構成した本発明の実施例と
なるノイズリダクシヨン回路を第８図に示す。

この第８図において、前述した本発明の先行技
術となる第５図の回路構成と等しい部分には同一
の参照番号を付している。

第８図のノイズリダクシヨン回路は、全体とし
て、圧縮入力端子４１、伸張入力端子４４、およ
び伸張出力端子４２を備えた高域抑圧・復元ブロ
ツク６５と、圧縮出力端子４５を備えた圧縮回路
ブロツク６６とから成る。圧縮回路ブロツク６６
は、前述した第１図の圧縮回路２と同様に構成で
き、同じ部分に同一の参照番号を付している。す
なわちダイナミツクレンジ圧縮回路である圧縮回
路ブロツク６６は、高域抑圧回路６２からの出力
が供給される可変伝達関数回路６と、高域抑圧回
路６２からの出力と可変伝達関数回路６からの出
力とを加算する加算回路７と、可変伝達関数回路
６の伝達関数を制御する制御回路であるウエイテ
イング回路８及びレベル検出回路９とより成つて
いる。

上記高域抑圧・復元ブロツク６５は、高域抑圧
回路６２、スイツチ５０、および演算増幅器４７
の他に、切換スイツチ７１，７２、分圧回路７
３，７５を備えている。切換スイツチ７１は、ノ
イズリダクシヨン回路全体の入力を切換えるスイ
ツチで、圧縮入力端子４１と伸張入力端子４４と
を切換えて演算増幅器４７の非反転入力端子に接
続する。切換スイツチ７２は、圧縮・伸張動作を
切換えるものであり、演算増幅器４７の出力端に
接続された分圧回路７３からの分圧出力と、圧縮
回路ブロツク６６の出力端に接続された分圧回路
７５からの分圧出力とを切換えて、演算増幅器４
７の反転入力端子に供給する。

以上の構成において、圧縮動作時には、演算増
幅器４７は定利得増幅器として動作し、第１の分
圧回路７３が帰還路を構成する。このとき、伸張
出力端子４２には入力信号がそのまま増幅されて
表われ、たとえばモニタ出力として用いられる。
したがつて、分圧回路７３の分圧比は、モニタ出
力に対する圧縮入力端子４１の入力レベルを定め
る。ところで、高域抑圧回路６２には、第６図Ａ
の抵抗５１に対応する第２の分圧回路７４が設け
られており、この分圧回路７４を構成する抵抗の
並列抵抗値は上記抵抗５１の抵抗値に等しく設定
されている。この分圧回路７４の分圧比は、圧縮
回路ブロツク４６の動作基準レベルに対応するモ
ニタ出力レベルまたは伸張出力レベルを設定す
る。

次に、伸張動作時には、圧縮回路ブロツク６６
からの出力が分圧回路７５を介して演算増幅器４
７の反転入力端子に帰還され、高域抑圧回路３２
と圧縮回路ブロツク６６とが演算増幅器４７の帰
還路を形成することによつて、全体として伸張動
作および高域抑圧の復元動作をなす。

このような本発明の実施例による作用効果につ
いて、第９図を参照しながら説明する。

先ず、第９図の特性曲線８１は、演算増幅器４
７の開ループ特性（オープンループゲイン）の一
例を示している。特性曲線８２は、高域抑圧回路
６２と圧縮回路ブロツク６６との直列の伝達関数
の逆数を示しており、説明を簡略化するために、
第８図の第２、第３の分圧回路７４，７５の分圧
比をそれぞれ１に設定しているものとする。特性
曲線８３は、本発明との比較のために、高域抑圧
回路６２の代わりに、反共振特性を持たない従来
の高域抑圧回路３２を用いた場合の圧縮回路ブロ
ツク６６との直列回路の伝達関数の逆数を示して
いる。なお、圧縮回路ブロツク６６の伝達関数
は、信号に依存して変化するが、ここでは最悪条
件として、可変遮断周波数高域通過フイルタ（可
変伝達関数回路６）の遮断周波数が充分高域側に
シフトしている状態を考えている。この第９図の
曲線８１に対する曲線８２の差や曲線８３の差
は、それぞれ帰還量を示している。

上述のように、高域通過フイルタである可変伝
達関数回路６の遮断周波数が充分高い条件では、
高域抑圧回路６２または３２の共振周波数におい
て、圧縮回路ブロツク６６の周波数特性はほぼ平
坦と考えることができる。たとえば、高域抑圧回
路６２または３２の共振周波数が20kHzで、その
デイツプ量が約12dBとすると、伸張動作時に、
20kHzの周波数において回路の帰還量は急激に減
少する。この20kHzにおける伸張動作に伴なう誤
差を1dB以内に保つには、約20dB程度の帰還量
が必要であり、演算増幅器４７の開ループ利得は
20kHzで約32dB程度、最低でも30dBは必要であ
る。

ところで、反共振特性を持たない高域抑圧回路
３２を用いた場合に、可聴帯域外の高域の特性は
圧縮ブロツク６６の特性により利得が増大し、周
波数の充分高い領域ではたとえば約10dBの利得
を持ち、その逆数が第９図の特性曲線８３のよう
に表わされる。演算増幅器４７の開ループ利得
は、6dB／oct.で減少し、特性曲線８１と８３と
が交差する周波数、すなわちループが単位利得に
なる周波数₁は、上記の条件の下で約2MHzとな
る。したがつて、この回路系が安定であるために
は、上記2MHzにおいて、演算増幅器４７の第１
の極を除く全位相推移が90゜以下となること、さ
らに実用的には45゜程度となることが要求される。

これに対して、本発明のように、反共振特性を
有する高域抑圧回路６２を用いる場合には、反共
振特性により高域利得が減少し、たとえば第８図
に示す構成によれば、高域利得は約12dB程度減
少し、その逆数が第９図の特性曲線８２のように
表わされる。この場合の曲線８１との交差点周波
数、すなわちループが単位利得になる周波数₂
は、約500kHzにまで低下する。したがつて、
500kHzにおける位相余裕が回路の安定度を決定
する。

圧縮回路ブロツク６６は比較的複雑な能動回路
であり位相推移が発生し易いが、上述した2MHz
の周波数で必要な位相余裕を確保することは可能
である。しかしながら、上述の考察においては、
各分圧回路の分圧比を１に設定しており、第８図
の回路構成の特長を発揮させるためには、上記第
１，第２，第３の分圧回路の分圧比が適当な範囲
内において任意の値に設定し得ることが必要とな
る。この場合に、演算増幅器４６の開ループ利得
をさらに大きくとることが必要となり、結果とし
て、上述のループが単位利得になる周波数がさら
に上昇することになる。

すなわち第１０図は、上記分圧比を任意に設定
可能とした場合の回路安定条件を説明するための
図である。この第１０図の例では、上記伸張入力
端子４４と伸張出力端子４５との間のレベル設定
を、たとえば０〜15dBの範囲で許容し得るよう
に、上記第２，第３の分圧回路７４，７５の分圧
比の積を１〜56の範囲で任意に設定し得るものと
する。

この条件下では、上記分圧比の積が最大の状態
で上記20kHzにおける伸張動作の誤差が最大とな
り、分圧比の積が最小の１に設定された状態が最
も不安定となる。第１０図の特性曲線９１は上記
分圧比の積が最大の状態を示し、20kHzでの上記
誤差をたとえば1dB以内に抑えるには前述のよう
に約20dB程度の帰還量が必要であることより、
演算増幅器４７の開ループ利得は第１０図の曲線
８１に示すように20kHzにおいて約45dB必要であ
る。この状態におけるループの単位利得周波数、
すなわち曲線８１と曲線９１との交差点の周波数
を₃とする。次に、上記分圧比の積が１のときの
特性曲線９２におけるループの単位利得周波数を
₄とすると、₄≒5.6₃となる。

高域抑圧回路が反共振特性を持つ場合には、₃
が約500kHzであるから、₄は約2.8MHzとなつて、
この周波数で位相余裕を持たせることは充分可能
であるが、従来の高域抑圧回路のように反共振特
性を持たない場合には、₃が約2MHzで、₄は約
11.2MHzにもなり、この周波数において位相余裕
を持たせることは、現実問題として極めて困難で
ある。すなわち、本発明の実施例の構成によれ
ば、伸張（モニタ）出力レベル、圧縮・伸張入力
レベルを各分圧回路の分圧比（抵抗比）によつて
容易かつ任意に設定し得る。

以上説明したように、本発明に係るノイズリダ
クシヨン回路によれば、共振点および反共振点を
有する高域抑圧回路を用いることにより、高域抑
圧動作により生ずる位相余裕の減少を反共振特性
で大幅に改善することができる。さらに、このよ
うに位相余裕が増大することにより、圧縮・伸張
動作を切換えるタイプのノイズリダクシヨン回路
において、高域抑圧回路および圧縮回路の直列回
路を演算増幅器の帰還路に挿入接続することによ
つて伸張動作および高域抑圧復元動作を実現で
き、回路構成を極めて簡略化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はノイズリダクシヨン回路の基本的構成
例を示すブロツク図、第２図はテープ最大許容入
力レベルと一般音楽信号の周波数スペクトラムの
最大値を示す周波数特性図、第３図は従来の高域
抑圧回路の周波数特性図、第４図は高域抑圧回路
を備えたノイズリダオシヨン回路の基本構成を示
すブロツク図、第５図は本発明の先行技術として
のノイズリダクシヨン回路を示すブロツク回路
図、第６図Ａ，Ｂは、本発明の実施例に用いられ
る高域抑圧回路のそれぞれ異なる構成例を示す回
路図、第７７図は第６図の高域抑圧回路の周波数
特性図、第８図は本発明の一実施例としてのノイ
ズリダクシヨン回路を示すブロツク回路図、第９
図および第１０図は本発明に用いられる高域抑圧
回路の作用を説明するための周波数特性図であ
る。６……可変伝達関数回路、４１……圧縮入力端
子、４２……伸張出力端子、４４……伸張入力端
子、４５……圧縮出力端子、４７……演算増幅
器、５０……スイツチ、５３……インダクタ、５
４，６１，６３……キヤパシタ、６２，６４……
高域抑圧回路、６５……高域抑圧・復元ブロツ
ク、６６……圧縮回路ブロツク、７１，７２……
切換スイツチ。

Claims

【特許請求の範囲】１演算増幅器と、この演算増幅器の反転入力端子に接続された切
換手段と、上記演算増幅器の出力端子に接続され少なくと
も１つのインダクタと２つのキヤパシタを持つ共
振点および反共振点を有する高域抑圧回路と、この高域抑圧回路の出力端子に接続されたダイ
ナミツクレンジ圧縮回路とを具備し、このダイナミツクレンジ圧縮回路は、上記高域
抑圧回路の出力が供給される可変伝達関数回路
と、上記高域抑圧回路の出力と上記可変伝達関数
回路の出力を加算する加算回路と、上記可変伝達
関数回路の伝達関係を制御する制御回路とより成
り、圧縮動作時に上記演算増幅器は上記切換手段に
より固定利得増幅器として動作し、上記ダイナミ
ツクレンジ圧縮回路より圧縮出力を得、伸張動作時に上記高域抑圧回路と上記ダイナミ
ツクレンジ圧縮回路は上記切換手段により上記演
算増幅器の帰還回路を成し、上記演算増幅器の出
力端子より伸張出力を得ることを特徴とするノイ
ズリダクシヨン回路。