JPH04340806A - Comparator circuit - Google Patents
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- JPH04340806A JPH04340806A JP3112031A JP11203191A JPH04340806A JP H04340806 A JPH04340806 A JP H04340806A JP 3112031 A JP3112031 A JP 3112031A JP 11203191 A JP11203191 A JP 11203191A JP H04340806 A JPH04340806 A JP H04340806A
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Abstract
Description
【0001】0001
【産業上の利用分野】本発明はコンパレータ回路に関し
、特に基準電位にヒステリシスを設けたコンパレータ回
路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a comparator circuit, and more particularly to a comparator circuit in which a reference potential has hysteresis.
【0002】0002
【従来の技術】従来のかかるコンパレータ回路、特にヒ
ステリシス付コンパレータ回路を図2および図3を用い
て説明する。2. Description of the Related Art A conventional comparator circuit, particularly a comparator circuit with hysteresis, will be explained with reference to FIGS. 2 and 3.
【0003】図2は従来の一例を示すヒステリシス付コ
ンパレータ回路図である。図2に示すように、従来のヒ
ステリシス付コンパレータ回路は、差動入力段としての
第1および第2のPNPトランジスタQ1,Q2と、カ
レントミラー回路を構成する第1および第2のNPNト
ランジスタQ3,Q4と、定電流源I1と、電源VCC
およびGND間に接続される第1〜第3の抵抗R1〜R
3とを有する。更に、二つの抵抗R4,R5と、3つの
NPNトランジスタQ8〜Q10と、定電源I3〜I5
と、出力段を形成するNPNトランジスタQ7および抵
抗R6とを有している。かかるコンパレータ回路におい
て、トランジスタQ1のベース電位である入力電位がト
ランジスターQ2のベース電位であるスレッショルド電
位レベルよりも高いとき、カレントミラー回路の出力側
のNPNトランジスタQ4は遮断、次段のNPNトラン
ジスタQ8は飽和状態、また次段のNPNトランジスタ
Q7は遮断することにより、出力端子OUTの出力電位
レベルはハイレベルとなる。一方、入力端子INの入力
電位がスレッショルド電位レベルより低いときは、NP
NトランジスタQ4が飽和、次段のNPNトランジスタ
Q8が遮断、また次段の出力段NPNトランジスタQ7
が飽和することにより、出力端子OUTの出力電位レベ
ルはロウレベルとなる。さらに、出力論理の安定化のた
めに、出力電位レベルがハイレベルの時は、NPNトラ
ンジスタQ9が遮断、NPNトランジスタQ10が飽和
することにより、スレッショルド電位レベルはロウレベ
ルとなる。また、出力電位レベルがロウレベルの時は、
トランジスタQ9が飽和、トランジスタQ10が遮断す
ることにより、スレッショルド電位レベルはハイレベル
となる。FIG. 2 is a circuit diagram of a comparator with hysteresis showing an example of a conventional comparator. As shown in FIG. 2, the conventional comparator circuit with hysteresis includes first and second PNP transistors Q1 and Q2 as a differential input stage, and first and second NPN transistors Q3 and Q2 that constitute a current mirror circuit. Q4, constant current source I1, and power supply VCC
and the first to third resistors R1 to R connected between
3. Furthermore, two resistors R4 and R5, three NPN transistors Q8 to Q10, and constant power supplies I3 to I5
, an NPN transistor Q7 and a resistor R6 forming an output stage. In such a comparator circuit, when the input potential, which is the base potential of the transistor Q1, is higher than the threshold potential level, which is the base potential of the transistor Q2, the NPN transistor Q4 on the output side of the current mirror circuit is cut off, and the NPN transistor Q8 in the next stage is turned off. Due to the saturation state and the next stage NPN transistor Q7 being cut off, the output potential level of the output terminal OUT becomes high level. On the other hand, when the input potential of input terminal IN is lower than the threshold potential level, NP
N transistor Q4 is saturated, next stage NPN transistor Q8 is cut off, and next stage output stage NPN transistor Q7
is saturated, the output potential level of the output terminal OUT becomes low level. Further, in order to stabilize the output logic, when the output potential level is high level, the NPN transistor Q9 is cut off and the NPN transistor Q10 is saturated, so that the threshold potential level becomes low level. Also, when the output potential level is low level,
When the transistor Q9 is saturated and the transistor Q10 is cut off, the threshold potential level becomes high level.
【0004】図3は図2における回路の入力条件により
チャタリングレベルの相違を説明するための電位波形図
である。図3に示すように、ここでは入力電位とスレッ
ショルド電位の変化、およびそれに基ずくNPNトラン
ジスタQ8のベース電位を変化を表わしている。まず、
時刻t=t1,t3,t5においては、入力電位の低下
により入力電位<スレッショルド電位の関係になる。ま
た、時間t1<t≦t3,t3<t≦t5,t5<t≦
t7は、スレッショルド電位の低下により、入力電位>
スレッショルド電位になる時刻からスレッショルド電位
の復帰により、入力電位<スレッショルド電位になる時
刻までの時間を表わしている。更に、時刻t=t2,t
4,t6においては、スレッショルド電位のロウレベル
電位以下への低下が最大になる時刻を表わしている。FIG. 3 is a potential waveform diagram for explaining the difference in chattering level depending on the input conditions of the circuit shown in FIG. As shown in FIG. 3, changes in the input potential and threshold potential, and changes in the base potential of the NPN transistor Q8 based thereon are shown here. first,
At times t=t1, t3, and t5, the relationship of input potential<threshold potential is established due to a decrease in the input potential. Also, time t1<t≦t3, t3<t≦t5, t5<t≦
At t7, due to a decrease in the threshold potential, the input potential>
It represents the time from the time when the threshold potential is reached until the time when the input potential becomes less than the threshold potential due to the return of the threshold potential. Furthermore, time t=t2, t
4, t6 represents the time when the threshold potential decreases below the low level potential to a maximum.
【0005】次に、回路動作について更に説明する。ま
ず、PNPトランジスタQ1のベース電位である入力電
位がPNPトランジスタQ2のベース電位であるスレッ
ショルド電位に対してハイレベルからロウレベルへ低下
する時、NPNトランジスタQ10のベース電位は、ハ
イレベル電位からロウレベル電位へ、またコレクタ電位
は、ロウレベル電位からハイレベル電位へそれぞれ反転
する。このとき、トランジスタQ10のベース電位にお
けるハイレベル電位からロウレベル電位への低下は、ト
ランジスタQ10のコレクタ・ベース間容量によりトラ
ンジスタQ10のコレクタへ伝達されるため、トランジ
スタQ10のコレクタ電位、すなわちスレッショルド電
位は、ロウレベル電位からハイレベル電位への反転直前
に、ロウレベル電位以下の電位に低下してしまう。Next, the circuit operation will be further explained. First, when the input potential, which is the base potential of the PNP transistor Q1, decreases from a high level to a low level with respect to the threshold potential, which is the base potential of the PNP transistor Q2, the base potential of the NPN transistor Q10 changes from the high level potential to the low level potential. , and the collector potential is inverted from a low level potential to a high level potential. At this time, the drop in the base potential of the transistor Q10 from the high level potential to the low level potential is transmitted to the collector of the transistor Q10 by the collector-base capacitance of the transistor Q10, so the collector potential of the transistor Q10, that is, the threshold potential is Immediately before the low level potential is inverted to the high level potential, the potential drops below the low level potential.
【0006】例えば、トランジスタQ10がQN6飽和
時のベース電位をVB、トランジスタQ10をコレクタ
・ベース間容量をCとし、さらにトランジスタQ9が遮
断から飽和状態への変化によるトランジスタQ10のベ
ース電位の低下の過程を
時刻t=0でQ10のベース電位はVB0<t<TでQ
10のベース電位はVB−VB.t/Tt=TでQ10
のベース電位は0
と表現すると、時刻0≦t≦TにおけるトランジスタQ
10のコレクタ電位VC(t)はFor example, the base potential of transistor Q10 when QN6 is saturated is VB, the collector-base capacitance of transistor Q10 is C, and the process of lowering the base potential of transistor Q10 as transistor Q9 changes from cutoff to saturation state. At time t=0, the base potential of Q10 is VB0<t<T and Q
The base potential of 10 is VB-VB. t/Tt=Q10 at T
If the base potential of is expressed as 0, then the transistor Q at time 0≦t≦T
The collector potential VC(t) of 10 is
【0007】[0007]
【0008】となる。すなわち、トランジスタQ10の
ベース電位の低下時間(T)が短かい程、トランジスタ
Q10コレクタ電位及びトランジスタQ2のベース電位
であるスレッショルド電位のロウレベル電位以下の電位
への低下レベルは大きくなる。[0008] That is, the shorter the time (T) for the base potential of the transistor Q10 to fall, the greater the level at which the threshold potential, which is the collector potential of the transistor Q10 and the base potential of the transistor Q2, decreases to a potential below the low level potential.
【0009】このように、上述したコンパレータ回路の
構成では、トランジスタQ10のベース電位の低下時間
、すなわちスレッショルド電位のロウレベル電位以下の
電位への低下レベルは、トランジスタQ9のgmにより
ほぼ決まり、入力電位の低下時間の影響をほとんど受け
ない。従って、入力電位の連続的な低下により、入力電
位がスレッショルド電位を横切るときのスレッショルド
電位のロウレベル電位以下の低下において、スレッショ
ルド電位の低下により、入力電位>スレッショルド電位
になる時刻からスレッショルド電位の復帰により、入力
電位<スレッショルド電位になる時刻までの時間T0は
入力電位の低下スピードに依存する。そのため、入力電
位の低下スピードがおそい程、時間T0は長くなる。As described above, in the above-described configuration of the comparator circuit, the time for the base potential of the transistor Q10 to fall, that is, the level at which the threshold potential drops to a potential below the low level potential, is approximately determined by the gm of the transistor Q9, and is determined by the gm of the transistor Q9. Almost unaffected by degradation time. Therefore, when the input potential drops below the low level potential when the input potential crosses the threshold potential due to a continuous decrease in the input potential, the threshold potential returns from the time when the input potential becomes greater than the threshold potential due to the decrease in the threshold potential. , the time T0 until the input potential becomes less than the threshold potential depends on the speed at which the input potential decreases. Therefore, the slower the input potential decreases, the longer the time T0 becomes.
【0010】0010
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のコンパ
レータ回路は、入力電位の低下スピードに応じたT0が
トランジスタQ8のベース電位をハイレベル反転させて
しまう程に長いとき、スレッショルド電位および入力電
位の追いかけあいが生じ、出力はチャタリングを生ずる
という欠点がある。[Problems to be Solved by the Invention] In the conventional comparator circuit described above, when T0, which depends on the speed at which the input potential decreases, is long enough to invert the base potential of transistor Q8 to a high level, the threshold potential and the input potential are The disadvantage is that chasing occurs and the output chattering.
【0011】本発明の目的は、かかる入力電位とスレッ
ショルド電位の追いかけあいによって生ずる出力のチャ
タリングを抑制することができるコンパレータ回路を提
供することにある。An object of the present invention is to provide a comparator circuit that can suppress output chattering caused by such input potential and threshold potential chasing each other.
【0012】0012
【課題を解決するための手段】本発明のコンパレータ回
路は、ベースを入力端子に接続した第1のPNPトラン
ジスタと、第1の電源および第2の電源間に直列接続し
た第1,第2,第3の抵抗と、ベースを前記第1,第2
の抵抗の交点に接続した第2のPNPトランジスタと、
互いに接続された前記第1,第2のPNPトランジスタ
のエミッタおよび前記第1の電源間に接続した第1の定
電流源と、コレクタおよびベースを前記第1のPNPト
ランジスタのコレクタに接続し且つエミッタを前記第2
の電源に接続した第1のPNPトランジスタと、ベース
を前記第1のNPNトランジスタのベースに且つコレク
タおよびエミッタをそれぞれ前記第2のPNPトランジ
スタのコレクタおよび前記第2の電源に接続した第2の
NPNトランジスタとを含むコンパレータ回路において
、前記第2,第3の抵抗の交点にコレクタを接続しエミ
ッタを前記第2の電源に接続した第3のNPNトランジ
スタと、前記第3のNPNトランジスタのベースおよび
前記第2のNPNトランジスタのコレクタ間に接続され
た第4の抵抗と、エミッタを前記第2の電源に接続した
第4のNPNトランジスタと、前記第4のNPNトラン
ジスタのベースおよび前記第2のNPNトランジスタの
コレクタ間に接続された第5の抵抗と、ベースを前記第
4のNPNトランジスタのコレクタに接続し且つエミッ
タを前記第2の電源に接続した第5のNPNトランジス
タと、前記第4のNPNトランジスタのコレクタおよび
前記第1の電源間に接続した第2の定電流源と、前記第
5のNPNトランジスタのコレクタおよび前記第1の電
源間に接続された第6の抵抗とを有し、前記第5のNP
Nトランジスタのコレクタに出力端子を接続して構成さ
れる。[Means for Solving the Problems] A comparator circuit of the present invention includes a first PNP transistor whose base is connected to an input terminal, and first, second, and second transistors connected in series between a first power source and a second power source. a third resistor and a base connected to the first and second resistors;
a second PNP transistor connected to the intersection of the resistors;
a first constant current source connected between the emitters of the first and second PNP transistors connected to each other and the first power source; a first constant current source connected between the collector and the base of the first PNP transistor and the emitter of the first PNP transistor; The second
a first PNP transistor connected to a power supply of the second PNP transistor, and a second NPN transistor whose base is connected to the base of the first NPN transistor and whose collector and emitter are respectively connected to the collector of the second PNP transistor and the second power supply. a third NPN transistor whose collector is connected to the intersection of the second and third resistors and whose emitter is connected to the second power supply; the base of the third NPN transistor and the a fourth resistor connected between the collector of the second NPN transistor; a fourth NPN transistor whose emitter is connected to the second power supply; a base of the fourth NPN transistor and the second NPN transistor; a fifth NPN transistor whose base is connected to the collector of the fourth NPN transistor and whose emitter is connected to the second power supply; and the fourth NPN transistor. a second constant current source connected between the collector of the fifth NPN transistor and the first power source, and a sixth resistor connected between the collector of the fifth NPN transistor and the first power source; NP of 5
It is constructed by connecting the output terminal to the collector of an N transistor.
【0013】[0013]
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。Embodiments Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【0014】図1は本発明の一実施例を示すヒステリシ
ス付コンパレータ回路図である。図1に示すように、本
実施例は前述した図2の従来例と比較して、第1,第2
および第5のPNPトランジスタのQ1,Q2,Q7と
、第1および第2のNPNトランジスタQ3,Q4と、
定電流源I1と、抵抗R1,R2,R3およびR6とに
ついては同一であり、第3,第4のNPNトランジスタ
Q5,Q6と、抵抗R4,R5と、定電流源I2とが相
違している。尚、第5のトランジスタQ7については、
ベースの接続が異っている。かかる素子はスレッショル
ド電位および入力電位の追いかけ合いによる出力のチャ
タリングを防止するために用いている。FIG. 1 is a circuit diagram of a comparator with hysteresis showing an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, this embodiment is different from the conventional example shown in FIG.
and fifth PNP transistors Q1, Q2, Q7, first and second NPN transistors Q3, Q4,
The constant current source I1 and the resistors R1, R2, R3 and R6 are the same, and the third and fourth NPN transistors Q5 and Q6, the resistors R4 and R5, and the constant current source I2 are different. . Regarding the fifth transistor Q7,
The base connections are different. Such an element is used to prevent output chattering due to threshold potential and input potential chasing each other.
【0015】まず、トランジスタQ1のベース電位であ
る入力端子INの電位がトランジスタQ2のベース電位
であるスレッショルド電位レベルよりも高いとき、第2
のNPNトランジスタQ4が遮断、第3のNPNトラン
ジスタQ5が飽和、第4のNPNトランジスタQ6が飽
和、第5のNPNトランジスタQ7が遮断することによ
り、出力端子OUTの出力電位レベルはハイレベル、ス
レッショルド電位レベルはロウレベルとなる。また逆に
、入力端子INの電位がスレッショルド電位レベルより
も低いとき、第2のNPNトランジスタQ4が飽和、第
3のNPNトランジスタQ5が遮断、第4のNPNトラ
ンジスタQ6が遮断、第5のNPNトランジスタQ7が
飽和することにより、出力端子OUTの出力電位レベル
はロウレベル、スレッショルド電位レベルはハイレベル
を出力する。また、入力端子INの電位が連続的な低下
によりスレッショルド電位レベルを横切るとき、第2の
NPNトランジスタQ4が遮断状態から飽和状態に変わ
ることにより、第3のNPNトランジスタQ5のベース
電位は低下するので、第3のNPNトランジスタQ5は
飽和状態から遮断状態に変化する。この第3のNPNト
ランジスタQ5のベース電位の低下時間は、第2のNP
NトランジスタQ4のコレクタ電流が0から第1の定電
流源I1へ増大する時間により決定される。しかも、こ
のトランジスタQ4のコレクタ電流が0からI1へ増大
する時間は、本実施例の差動増幅回路の場合、入力電位
が[スレッショルド電位+25mV]から[スレッショ
ルド電位−25V]まで変化する時間で近似することが
できる。すなわち、0からI1への増大時間は入力端子
INの電位の低下時間に直接影響される。従って、本実
施例のコンパレータ回路はスレッショルド電位のロウレ
ベルからハイレベルへ反転する直前のロウレベル以下の
電位への低下レベルを入力電位の低下時間に依存させる
ことができる。First, when the potential of the input terminal IN, which is the base potential of the transistor Q1, is higher than the threshold potential level, which is the base potential of the transistor Q2, the second
NPN transistor Q4 is cut off, the third NPN transistor Q5 is saturated, the fourth NPN transistor Q6 is saturated, and the fifth NPN transistor Q7 is cut off, so that the output potential level of the output terminal OUT is high level and threshold potential. The level will be low level. Conversely, when the potential of the input terminal IN is lower than the threshold potential level, the second NPN transistor Q4 is saturated, the third NPN transistor Q5 is cut off, the fourth NPN transistor Q6 is cut off, and the fifth NPN transistor When Q7 is saturated, the output potential level of the output terminal OUT is low level, and the threshold potential level is high level. Furthermore, when the potential of the input terminal IN crosses the threshold potential level due to a continuous decrease, the base potential of the third NPN transistor Q5 decreases as the second NPN transistor Q4 changes from the cutoff state to the saturated state. , the third NPN transistor Q5 changes from the saturated state to the cut-off state. The falling time of the base potential of the third NPN transistor Q5 is the same as that of the second NPN transistor Q5.
It is determined by the time for the collector current of the N transistor Q4 to increase from 0 to the first constant current source I1. Moreover, in the case of the differential amplifier circuit of this embodiment, the time for the collector current of transistor Q4 to increase from 0 to I1 is approximated by the time for the input potential to change from [threshold potential +25 mV] to [threshold potential -25 V]. can do. That is, the increasing time from 0 to I1 is directly influenced by the decreasing time of the potential at the input terminal IN. Therefore, the comparator circuit of this embodiment can make the level at which the threshold potential drops to a potential below the low level immediately before it is inverted from the low level to the high level depend on the falling time of the input potential.
【0016】[0016]
【発明の効果】以上説明したように、本発明のコンパレ
ータ回路は、入力信号の低下時間の増大とともに、第3
のNPNトランジスタQ5のベース電位の低下時間、す
なわちスレッショルド電位のロウレベル電位からハイレ
ベル電位へ反転する直前の低下電位が小さくなる。従っ
て、従来との同一入力条件におけるスレッショルド電位
の低下レベルを比較すると、本発明ではスレッショルド
電位の低下レベルが小さくなり、入力電位とスレッショ
ルド電位との追いかけあいにより生じるチャタリングを
抑制できるという効果がある。Effects of the Invention As explained above, the comparator circuit of the present invention has an advantage in that the input signal decreases as the input signal decreases.
The falling time of the base potential of the NPN transistor Q5, that is, the falling potential immediately before the threshold potential is inverted from the low level potential to the high level potential becomes small. Therefore, when comparing the level of decrease in the threshold potential under the same input conditions as in the prior art, the level of decrease in the threshold potential is reduced in the present invention, and chattering caused by chasing each other between the input potential and the threshold potential can be suppressed.
【図1】本発明の一実施例を示すヒステリシス付コンパ
レータ回路である。FIG. 1 is a comparator circuit with hysteresis showing one embodiment of the present invention.
【図2】従来の一例を示すヒステリシス付コンパレータ
回路である。FIG. 2 shows a conventional example of a comparator circuit with hysteresis.
【図3】図2における回路の入力条件によりチャッタリ
ングレベルの相違を説明するための電位波形図である。FIG. 3 is a potential waveform diagram for explaining differences in chattering levels depending on input conditions of the circuit in FIG. 2;
IN 入力端子
Q1,Q2 PNPトランジスタQ3〜Q7
NPNトランジスタR1〜R6 抵抗
I1,I2 定電流源
VCC 第1の電源
GND 第2の電源
OUT 出力端子IN Input terminals Q1, Q2 PNP transistors Q3 to Q7
NPN transistors R1 to R6 Resistors I1, I2 Constant current source VCC First power supply GND Second power supply OUT Output terminal
Claims (2)
NPトランジスタと、第1の電源および第2の電源間に
直列接続した第1,第2,第3の抵抗と、ベースを前記
第1,第2の抵抗の交点に接続した第2のPNPトラン
ジスタと、互いに接続された前記第1,第2のPNPト
ランジスタのエミッタおよび前記第1の電源間に接続し
た第1の定電流源と、コレクタおよびベースを前記第1
のPNPトランジスタのコレクタに接続し且つエミッタ
を前記第2の電源に接続した第1のPNPトランジスタ
と、ベースを前記第1のNPNトランジスタのベースに
且つコレクタおよびエミッタをそれぞれ前記第2のPN
Pトランジスタのコレクタおよび前記第2の電源に接続
した第2のNPNトランジスタとを含むコンパレータ回
路において、前記第2,第3の抵抗の交点にコレクタを
接続しエミッタを前記第2の電源に接続した第3のNP
Nトランジスタと、前記第3のNPNトランジスタのベ
ースおよび前記第2のNPNトランジスタのコレクタ間
に接続された第4の抵抗と、エミッタを前記第2の電源
に接続した第4のNPNトランジスタと、前記第4のN
PNトランジスタのベースおよび前記第2のNPNトラ
ンジスタのコレクタ間に接続された第5の抵抗と、ベー
スを前記第4のNPNトランジスタのコレクタに接続し
且つエミッタを前記第2の電源に接続した第5のNPN
トランジスタと、前記第4のNPNトランジスタのコレ
クタおよび前記第1の電源間に接続した第2の定電流源
と、前記第5のNPNトランジスタのコレクタおよび前
記第1の電源間に接続された第6の抵抗とを有し、前記
第5のNPNトランジスタのコレクタに出力端子を接続
したことを特徴とするコンパレータ回路。[Claim 1] A first P whose base is connected to an input terminal.
an NP transistor, first, second, and third resistors connected in series between a first power source and a second power source; and a second PNP transistor whose base is connected to the intersection of the first and second resistors. a first constant current source connected between the emitters of the first and second PNP transistors connected to each other and the first power supply;
a first PNP transistor whose base is connected to the collector of the PNP transistor and whose emitter is connected to the second power supply, and whose base is connected to the base of the first NPN transistor and whose collector and emitter are respectively connected to the second PN transistor.
In a comparator circuit including a collector of a P transistor and a second NPN transistor connected to the second power source, the collector is connected to the intersection of the second and third resistors, and the emitter is connected to the second power source. Third NP
a fourth resistor connected between the base of the third NPN transistor and the collector of the second NPN transistor; a fourth NPN transistor having an emitter connected to the second power supply; 4th N
a fifth resistor connected between the base of the PN transistor and the collector of the second NPN transistor; and a fifth resistor whose base is connected to the collector of the fourth NPN transistor and whose emitter is connected to the second power supply. NPN of
a second constant current source connected between the transistor, the collector of the fourth NPN transistor and the first power source, and a sixth constant current source connected between the collector of the fifth NPN transistor and the first power source. A comparator circuit having a resistor, and having an output terminal connected to the collector of the fifth NPN transistor.
記第2の電源はグランドを用いることを特徴とする請求
項1記載のコンパレータ回路。2. The comparator circuit according to claim 1, wherein the first power supply uses a + side power supply, and the second power supply uses a ground.
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3112031A Pending JPH04340806A (en) | 1991-05-17 | 1991-05-17 | Comparator circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04340806A (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63275217A (en) * | 1987-05-06 | 1988-11-11 | Mitsubishi Electric Corp | Hysteresis comparator |
-
1991
- 1991-05-17 JP JP3112031A patent/JPH04340806A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63275217A (en) * | 1987-05-06 | 1988-11-11 | Mitsubishi Electric Corp | Hysteresis comparator |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990406 |