JPH0426369A - パルス幅変調インバータ及び無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、パルス幅変調インバータ及び無停電電源装置
に係り、インバータの電源短絡を防止するために設けら
れるスイッチング素子に対するオンデイレイに起因する
出力電圧の歪を低減することができるパルス幅変調イン
バータ及びこのインバータを用いる無停電電源装置に関
する。

［従来の技術〕 一般に、パルス幅変調インバータは、出力電圧指令値に
比例したパルス幅の電圧を出力するように、インバータ
を構成するスイッチング素子のオン、オフが制御されて
いる。そして、スイッチング素子のオン、オフの制御は
、電源短絡を防止するため、スイッチング素子にオンデ
イレイを設けて行われている。

このようなパルス幅変調インバータは、オンデイレイの
期間において、出力電圧が不確定となるため、出力電圧
波形が歪むという問題点を有している。

パルス幅変調インバータにおける前述のような問題点を
解決する従来技術として、例えば、「電気学会論文誌Ｊ
　　（１０７−Ｄ巻２号、昭６２、第１８３頁〜第１９
０頁）等に記載された技術が知られている。

第１１図は従来技術の一例を示すブロック図、＠１２図
、＠１３［はその動作を説明する波形図である。第１１
１５１１において、１は直流電源、２はインバータ、３
は負荷、４は出力電圧指令発生器、５はパルス幅変調信
号発生器、６はパルス幅拡張器、７はパルス幅短縮器、
８は切り換えスイッチ、９．１０はオンデイレイ発生器
、１１は極性判定器、１２は駆動回路、１３は電流検出
器であり、点線内がオンデイレイ補償器である。なお１
図にはスイッチング素子Ｓ１、Ｓｌに関する部分のみを
記載したが、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ、についても全
く同様である。

また、第１２図、第１３図において、波形（ａ）はキャ
リア信号と出力電圧指令発生器４の出力の出力電圧指令
値、波形（ｂ）はパルス幅変調信号発生器５の出力のパ
ルス幅変調信号、波形（ｃ）はオンデイレイ補償器の出
力、波形（ｄ）はオンデイレイ発生器９の出力によるス
イッチング素子Ｓ、に対する駆動信号、波形（ｅ）はＵ
点の電圧を示す。

なお、波形（ｄ）、（ｅ）の点線はオンデイレイ補償器
がない場合の動作波形である。

第１１！Ｅｌに示すインバータにおいて、パルス幅変調
信号発生ｌＩ５は、出力電圧指令値とキャリア信号とを
比較し、Ｕ点に出力すべきパルス幅を持ったパルス幅変
調信号を発生する。パルス幅拡張！１６は、このパルス
櫂Ｉ！ｌｊｌ信号をオンデイレイ時間Ｔｄだけパルス幅
を拡張し、パルス幅短縮器７はＴｄだけパルス幅を短縮
する。切り換えスイッチ８は、出力電流が正極性のとき
に、パルス幅拡張器６側に、負極性のときにはパルス幅
短縮Ｎ７側に切り換える。これにより、各動作波形は、
出力電流が正極性のとき第１２図に示すようになり、出
力電流が負極性のとき第１３図に示すようになる。

オンデイレイ発生器９．１０は、オンデイレイ補償器か
らの出力に、Ｔｄだけオンデイレイを設け、それぞれ５
スイツチング素子Ｓ１、Ｓ、に対する駆動信号を発生す
る。オンデイレイの期間のＵ点の電圧は、出力電流が正
極性のときは零、負極性のときはＥｄとなる。

従って、オンデイレイ補償器がない場合、Ｕ点の電圧パ
ルス幅は、出力電流が正極性のとき、パルス幅変調信号
よりＴｄだけ短く、負極性のとき、Ｔｄだけ長くなり、
出力波形に歪をもたらす。すなわち、第１１図に示す従
来技術によれば、出力電流が正極性のとき、パルス幅変
調信号を丁ｄだけ短く、負極性のときＴｄだけ長くして
いるので、Ｕ点の電圧パルス幅を本来必要な幅にするこ
とができ、オンデイレイによる出力波形の歪を低減する
ことができる。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、前記従来技術は、電流リプルの大きな負荷につ
いて考慮されていなかった。第１４図は電流リプルの大
きな負荷で電流の基本波分が零となる近傍の従来技術の
動作波形を示しており、以下、この図を参照して従来技
術の問題点を説明する。第１４図において、波形（ａ）
〜波形（ｅ）は第１２図、第１３図の場合と同一であり
、波形（ｆ）は電圧誤差を示す波形である。

インバータの負荷３の流入電流のりプルが大きい場合、
その電流は、第１４図に示すように、キャリアの１７２
周期内で、電流の極性が反転する領域が存在する。従っ
て、キャリア１周期内で出力電流が正極性の場合のオン
デイレイ期間と、負極性の場合のオンデイレイ期間とが
存在することになる。

このため、前述従来技術は、オンデイレイの正確な補償
を行うことができず、波形（ｆ）に示すように、１パル
ス毎にＴｄ分の電圧誤差が生じ、波形歪を改善すること
ができないという問題点を有している。

本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決し、電流
リプルの大きな負荷の場合にも、オンデイレイに起因す
る出力波形歪の低減を図ることのできるパルス幅変調イ
ンバータを提供することにあり、また、パルス幅変調イ
ンバータによる無停電電源装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明によれば１記目的は、パルス幅補正量を、出力電
流の基本波成分の瞬時値に比例させ、かつ、オンデイレ
イ時間Ｔｄに対応した、上限と下限とを持つようにする
ことにより達成される。

また、前記目的は、出力電圧指令値の補正量を、出力電
流の基本波成分の瞬時値に比例させ、かつ、オンデイレ
イ時間Ｔｄに対応した、上限と下限とを持つようにする
ことにより達成される。

［作　用］ 本発明によれば、出力電流がキャリアの１７２周期内で
極性が反転する領域で、出力電流の基本波分の瞬時値に
より、オンデイレイに対する補正量を変えているので、
１パルス毎の電圧誤差を低減することができ、出力電流
がキャリアの１／２周期内で極性が反転する領域での電
圧誤差の総和をほとんど零にすることができる。

［実施例］ 以下、本発明によるパルス幅変調インバータ及び無停電
装置の実施例を図面により詳細に説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
、第２図は動作を説明する波形図である。

第１図において、１４はローパスフィルタ、１５はパル
ス幅拡張器、１６はパルス幅短縮器、１７はパルス幅補
正量発生器であり、他の符号は第１１図の場合と同一で
ある。また、第２図において。

波形（ａ）はキャリア信号、出力電圧指令値、出力電流
及び出力電流の基本波分、波形（ｂ）はパルス幅変調信
号、波形（ｃ）はオンデイレイ発生器９．１０の入力、
波形（ｄ）はスイッチング素子Ｓ、の駆動信号、波形（
ｅ）は０点の電圧、波形（ｆ）は電圧誤差を示す。

第１図に示す本発明の第１の実施例において、パルス幅
補正量発生器１７は、電流検出器１３により検出された
電流値からローパスフィルタ１４を介して得られた出力
電流基本枝分の瞬時値からパルス幅の補正量を決定し、
その補正量を、パルス幅拡張器１５及びパルス幅短縮器
１６に対して出力する。

そして、このパルス幅補正量発生器１７は、与えられる
出力電流基本波成分の瞬時値が小さい場合、該瞬時値の
大きさに比例した大きさの、７１％さな値を持った補正
量を発生させ、出力電流基本波成分の瞬時値がある所定
値を超えた場合、一定の値を持った補正量を発生させる
。

パルス幅拡張器１５は、パルス幅変調信号発生器５から
のパルス幅変調信号を、パルス幅補正量発生器１７によ
り決まる補償量分だけパルス幅を拡張し、パルス幅短縮
器１６は、同様に補償量分だけパルス幅を短縮する。

切り換えスイッチ８は、出力電流の基本波分が正極性の
ときにパルス幅拡張器１５偏に、負極性のときにパルス
幅短縮器１６側に切り換えられる。

オンデイレイ発生器９．１０は、入力パルスに対して、
Ｔｄだけオンデイレイを設け、それぞれ、スイッチング
素子Ｓ、、　Ｓ、に対する駆動信号を発生する。

前述のような本発明の第１の実施例によれば、出力電流
がキャリアの１／２周期内で極性が反転する領域で、出
力電流の基本波分の瞬時値により補正量を変えるので、
第２１！１（ｆ）に示すように、従来技術に比較して１
パルス毎の電圧誤差を低減することができ、出力電流が
キャリアの１／２屑期内で極性が反転する領域における
電圧誤差の総和をほとんど零にすることができる。

第３図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
、第４１！ｌはその動作を説明する波形図である。第３
図において、１８は出力電圧指令補正量発生器、１９は
加算器であり、他の符号は第１図の場合と同一である。

また、Ｍ４ｒＨにおいて、波形（ａ）はキャリア信号、
出力電圧指令値、出力電流、出力電流の基本波分及び補
正後の出力電圧指令、波形（ｂ）は出力電圧指令補正量
、波形（ｃ）はパルス幅変調信号、波形（ｄ）はスイッ
チング素子Ｓ１　の駆動信号、波形（ｅ）はＵ点の電圧
、波形（ｆ）は電圧誤差を示す。

第３図に示す本発明の第２の実施例は、オンデイレイ補
償量を出力電圧指令値に加算するようにしたものである
。

図示本発明の第２の実施例において、出力電圧指令補正
量発生器１８は、前述した本発明の第１の実施例の場合
と同様に、ローパスフィルタ１４を介して与えられる出
力電流基本波分の瞬時値から出力電圧指令の補正量を決
定し、加算！！１９に与える。

この場合も、出力電圧指令補正量発生器１８は。

第１図により説明したパルス幅補正量発生器１７の場合
と同様に、その補正量を発生させる。

加算器１９は、出力電圧指令発生器４からの出力電圧指
令に、前記出力電圧指令補正量発生器１８からの補正量
を加算し、補正された８カ電圧指令を発生し、パルス幅
変調信号発生器５は、これをもとにパルス幅変調信号を
作成する。

オンデイレイ発生器９．１０は、パルス幅変調信号発生
器５の出力に、Ｔｄだけオンデイレイを設け、それぞれ
、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ、に対する駆動信号を発生
する。

前述した本発明の第２の実施例によれば、パルス幅拡張
器、パルス幅短縮器を不要とした簡単な構成で、第１図
により説明した実施例と同様に、出力波形歪を低減でき
るという効果を得ることができる。

第５図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図
である。第５ＦＭにおいて、２０は負荷模擬手段であり
、他の符号は、第３因の場合と同一である。

この本発明の第３の実施例は、第３図に示した第２の実
施例において、出力電流の基本波分の瞬時値を真青模擬
手段２０により得るようにしたものである。

この実施例によれば、出力電流を検出する必要がなく、
極めて簡単な構成で出力波形歪を低減することが可能と
なる。

第６図は本発明の第４の実施例の構成を示すブロック図
である。第６図において、２１はマイクロプロセッサで
あり、他の符号は第５図の場合と同一である。

この本発明の第４の実施例は、第５図に示した実施例に
おいて、出力電圧指令発生器４、パルス幅変調信号発生
器５．出力電圧指令補正量発生器１８、加算器１９及び
負荷模擬手段２０を、マイクロプロセッサ２１によりソ
フトウェアで実現したものである。

この実施例によれば、最小のハードウェア構成で出力波
形歪の低減を図ることが可能となる。

第７図は本発明の第５の実施例の構成を示すブロック図
である。第７図において、２２はＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａ
ｔｉｃ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）回路、
２３は電圧検出器であり、他の符号は第５図の場合と同
一である。

この本発明の第５の実施例は、第５図に示した実施例に
おいて、負荷３を、リアクトルＬとコンデンサＣの直列
回路による平滑回路のコンデンサＣに並列に接続して構
成し、コンデンサＣの電圧を出力電圧指令値に一致させ
るように、ＡＶＲ回路２２を設けたものである。

この実施例は、ＡＶＲ回路２２が出力電圧指令値と電圧
検出器２３から得られるコンデンサＣの電圧との差であ
る誤差電圧が零になるよう出力電圧指令を補正している
ので、コンデンサＣの電圧を出力電圧指令値に一致させ
ることができる。

また、この実施例のインバータは、無停電電源装置用の
パルス幅変調インバータの構成であり、この実施例によ
り出力電圧波形歪の小さい無停電電源装置を提供するこ
とができる。

第８図は本発明の第６の実施例の構成を示すブロック図
である。第８図において、２４はＡ／Ｄ変換器であり、
他の符号は第６図、第７図の場合と同一である。

この第６の実施例は、第７図に示した実施例において、
出力電圧指令発生器４、パルス幅変調信号発生器５、出
力電圧指令補正量発生器１８、加算器１９及び負荷模擬
手段２０をマイクロプロセッサ２１によりソフトウェア
で実現したものである。

この本発明の第６の実施例によれば、最小のハードウェ
ア構成で、出力電圧波形歪の小さい無停電電源装置を提
供することができる。

第９図は本発明の第７の実施例の構成を示すブロック図
、第１０図はその動作を説明する波形図である。第９図
において、２５はサイクロコンバータ、２６はトランス
であり、他の符号は第８図の場合と同一である。また、
第１０図において、波形（ａ）はキャリア信号及び出力
電圧指令値、波形（ｂ）、（ｃ）はパルス幅変調信号、
波形（ｄ）はインバータ出力電圧、波形（ｅ）はサイク
ロコンバータ出力電圧である。

この本発明の第７の実施例は、第８図に示した本発明の
第６の実施例において、インバータ部を、インバータ２
、サイクロコンバータ２５、トランス２６により構成し
て高周波リンク式としたものである。

高周波リング式の基本的な動作は、第１Ｏ図に示すよう
に行われる。すなわち、図示本発明の第７の実施例は、
インバータ２が出力するキャリア周波敷のままの高周波
電圧ｅ、を、サイクロコンバータ２５により低周波電圧
ｅ、に変換して負荷３に供給するものであり、絶縁を要
求される用途の場合に、絶縁用のトランス２６を著しく
小型化できるという効果を奏することができる。

このような高周波リンク式の場合においても、オンデイ
レイの影響は、一般のインバータと同様であり１本発明
を適用することができる。従って、第９図に示す本発明
の第７の実施例によれば、小型で出力電圧波形歪の小さ
い無停電電源装置を提供することができる。

なお、前述した本発明の第１〜第７の実施例は、インバ
ータを全て単相として説明したが、本発明は、３相ある
いはそれ以上の多相インバータに対しても全く同様に適
用することができる。

［発明の効果コ 以上説明したように本発明によれば、出力電流がキャリ
アの１／２周期内で極性が反転する領域でのｌパルス毎
の電圧誤差を低減することができ、出力電流がキャリア
の１／２周期内で極性が反転する領域での電圧誤差の総
和をほとんど零にすることができるので、電流リプルの
大きな負荷の場合にも、オンデイレイによる出力波形の
歪を低減した出力電圧を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブθ ロック１．第２図はその動作を説明する波形図、第３図
は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図、第４
＠はその動作を説明する波形図、第５図、第６図、第７
図、第８図、第９図は本発明の第３〜第７の実施例の構
成を示すブロック図、第１０＠は本発明の第７の実施例
の動作を説明するブロック図、第１１図は従来技術の一
例を示すブロック図、第１２．第１３図、第１４図はそ
の動作を説明する波形図である。 ｌ・・・・・・直流電源、２・・・・・・インバータ、
３・・・・・・負荷、４・・・・・・出力電圧指令発生
器、５・・・・・・パルス幅変調信号発生器、６．１５
・・・・・・パルス幅拡張器、７．１６・・・・・・パ
ルス幅短縮器、８・・・・・・切り換えスイッチ、９．
１０・・・・・・オンデイレイ発生器、１１・・・・・
・極性判定器、１２・・・・・・駆動回路、１３・・・
・・・電流検出器、１４・・・ローパスフィルタ、１７
．１８・・・・・・補正量発生器、２０・・・・・・負
荷模擬手段、２１・・・・・・マイクロプロセッサ、２
２・・・・・・ＡＶＲ回路、２４・・・・・・Ａ／Ｄ変
換器。 第 図 １４、ローパスフィルタ Ｉ６：パル又幡自癌器 １５：パルス幅搗張乳 １７：補正！た生乳 第３図 Ｉ８；袖゛正量見生厚 １９：力Ｊｌｌ１ｇ ２０：１！荷摸疑１屹 第６図 ２Ｉ：マイクＤアロ乞ツサ 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、出力電圧指令値に従ってパルス幅変調された電圧を
   出力し、負荷に電力を供給するパルス幅変調インバータ
   において、出力電流の基本波分の瞬時値の大きさに基づ
   いてパルス幅を補正する手段を備えたことを特徴とする
   パルス幅変調インバータ。 ２、前記パルス幅を補正する手段は、パルス幅の補正量
   を、出力電流の基本波分の瞬時値に比例させると同時に
   、該補正量に上限値と下限値を設定することを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載のパルス幅変調インバータ
   。 ３、負荷を模擬する手段をさらに備え、前記出力電流の
   基本波分の瞬時値を該模擬手段から得ることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項または第２項記載のパルス幅変
   調インバータ。 ４、出力電圧指令値に従ってパルス幅変調された電圧を
   出力し、負荷に電力を供給するパルス幅変調インバータ
   において、出力電流の基本波分の瞬時値の大きさに基づ
   いて前記出力電圧指令値を補正する手段を備えたことを
   特徴とするパルス幅変調インバータ。 ５、前記出力電圧指令値を補正する手段は、電圧指令値
   の補正量を、出力電流の基本波分の瞬時値に比例させる
   と同時に、該補正量に上限値と下限値を設定することを
   特徴とする特許請求の範囲第４項記載のパルス幅変調イ
   ンバータ。 ６、負荷を模擬する手段をさらに備え、前記出力電流の
   基本波分の瞬時値を該模擬手段から得ることを特徴とす
   る特許請求の範囲第４項または第５項記載のパルス幅変
   調インバータ。 ７、前記負荷がリアクトルとコンデンサとの直列回路で
   あることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のうち１項記載のパルス幅変調インバータ。 ８、前記コンデンサに並列に第２の負荷が接続されるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第７項記載のパルス幅変
   調インバータ。 ９、特許請求の範囲第７項または第８項記載のパルス幅
   変調インバータを用いたことを特徴とする無停電電源装
   置。