JPH04250314A - 測定装置 - Google Patents
測定装置Info
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- JPH04250314A JPH04250314A JP3000685A JP68591A JPH04250314A JP H04250314 A JPH04250314 A JP H04250314A JP 3000685 A JP3000685 A JP 3000685A JP 68591 A JP68591 A JP 68591A JP H04250314 A JPH04250314 A JP H04250314A
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- supply frequency
- circuit
- frequency component
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- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 15
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 8
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N Tin Chemical compound [Sn] ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 1
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- Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、積分形Ａ／Ｄ変換器を
用いて商用周波数の交流誘導電圧によるノイズの影響を
低減するように構成された測定装置に関するものであり
、詳しくは、電源周波数の違いによるノイズ低減特性の
改善に関するものである。
用いて商用周波数の交流誘導電圧によるノイズの影響を
低減するように構成された測定装置に関するものであり
、詳しくは、電源周波数の違いによるノイズ低減特性の
改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばレコ―ダなどの測定装置では、電
源として用いる商用周波数の交流誘導電圧によるノイズ
（ノ―マルモ―ドノイズ）の影響を低減するために、積
分形Ａ／Ｄ変換器を用いることが多い。
源として用いる商用周波数の交流誘導電圧によるノイズ
（ノ―マルモ―ドノイズ）の影響を低減するために、積
分形Ａ／Ｄ変換器を用いることが多い。
【０００３】図３はこのような積分形Ａ／Ｄ変換器の一
例であるデュアルスロ―プ形の基本回路図である。図に
おいて、１は積分器を構成する演算増幅器であり、非反
転入力端子は共通電位点に接続され、反転入力端子と出
力端子の間には静電容量Ｃを有するコンデンサ２が接続
されている。また、反転入力端子には抵抗値Ｒを有する
抵抗３を介して切換スイッチ４の可動接点が接続されて
いる。切換スイッチ４の一方の固定接点にはアナログ入
力信号Ｖｉｎの入力端子５が接続され、他方の入力端子
には基準電圧−Ｖｒｅｆ を出力する基準電源６が接続
されている。７はコンパレ―タであり、一方の入力端子
には演算増幅器１の出力端子が接続され、他方の入力端
子は共通電位点に接続されている。８はクロック発生回
路であり、その出力端子はタイミング制御回路９に接続
されている。このタイミング制御回路９にはコンパレ―
タ７の出力端子とカウンタ１０も接続されている。
例であるデュアルスロ―プ形の基本回路図である。図に
おいて、１は積分器を構成する演算増幅器であり、非反
転入力端子は共通電位点に接続され、反転入力端子と出
力端子の間には静電容量Ｃを有するコンデンサ２が接続
されている。また、反転入力端子には抵抗値Ｒを有する
抵抗３を介して切換スイッチ４の可動接点が接続されて
いる。切換スイッチ４の一方の固定接点にはアナログ入
力信号Ｖｉｎの入力端子５が接続され、他方の入力端子
には基準電圧−Ｖｒｅｆ を出力する基準電源６が接続
されている。７はコンパレ―タであり、一方の入力端子
には演算増幅器１の出力端子が接続され、他方の入力端
子は共通電位点に接続されている。８はクロック発生回
路であり、その出力端子はタイミング制御回路９に接続
されている。このタイミング制御回路９にはコンパレ―
タ７の出力端子とカウンタ１０も接続されている。
【０００４】このような構成の動作を説明する。動作開
始時点ではコンデンサ２の電荷とカウンタ１０のカウン
トデ―タは零になっている。タイミング制御回路９から
出力される動作開始信号に従って切換スイッチ４の可動
接点は入力端子５側に接続され、積分器にはアナログ入
力信号Ｖｉｎが入力される。動作開始と同時にコンデン
サ２は負の方向に積分を開始してアナログ入力信号Ｖｉ
ｎに比例した傾斜信号を出力し、カウンタ１０はクロッ
クパルスのカウントを始める。カウンタ１０は一定時間
ｔｉｎをカウントすることにより零にリセットされ、切
換スイッチ４の可動接点はタイミング制御回路９から出
力される制御信号に従って基準電源６側に接続される。 積分器には基準電圧Ｖｒｅｆ が入力され、コンデンサ
２は正の方向に積分を開始して基準電圧Ｖｒｅｆ に比
例した傾斜信号を出力し、カウンタ１０はクロックパル
スをカウントする。積分器の出力信号はある時間ｔｒｅ
ｆ 経過後に零を通過し、コンパレ―タ７の出力信号は
積分器の出力信号が零を通過した時点で反転する。タイ
ミング制御回路９はコンパレ―タ７の反転信号に基づい
てこれら一連の動作を繰り返すように制御する。アナロ
グ入力信号Ｖｉｎは時間とともに常に変化し、このＶｉ
ｎに比例した電圧Ｖ１が積分器から出力される。この関
係を式で表すと、Ｖ１＝−Ｖｉｎ・ｔｉｎ／ＲＣ になり、積分器の出力はＶｉｎ／ＲＣの傾斜で変化する
。 次に、これを基準電圧Ｖｒｅｆ の定電流特性を利用し
て逆方向に時間ｔｒｅｆ積分する。この関係を式で表す
と、Ｖ２＝−（Ｖｉｎ・ｔｉｎ−Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ
）／ＲＣになり、積分器の出力はＶｒｅｆ ／ＲＣの
傾斜で変化する。基準電圧Ｖｒｅｆ で積分した出力が
零を通過する時間ｔｒｅｆ は、Ｖ２＝０として求める
ことができる。ここで、積分器の出力は定電流特性によ
り積分電圧とは無関係に一定の傾斜で変化することから
、 Ｖｉｎ・ｔｉｎ＝Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ になり、 Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ ／ｔｉｎになる。すな
わち、基準電圧Ｖｒｅｆ で積分した出力が零を通過す
る時間ｔｒｅｆ はアナログ入力信号Ｖｉｎに比例する
ことになり、時間ｔｉｎに対応したカウンタ１０でのク
ロックパルスのカウント数がアナログ入力信号Ｖｉｎの
大きさのデジタルデ―タになる。
始時点ではコンデンサ２の電荷とカウンタ１０のカウン
トデ―タは零になっている。タイミング制御回路９から
出力される動作開始信号に従って切換スイッチ４の可動
接点は入力端子５側に接続され、積分器にはアナログ入
力信号Ｖｉｎが入力される。動作開始と同時にコンデン
サ２は負の方向に積分を開始してアナログ入力信号Ｖｉ
ｎに比例した傾斜信号を出力し、カウンタ１０はクロッ
クパルスのカウントを始める。カウンタ１０は一定時間
ｔｉｎをカウントすることにより零にリセットされ、切
換スイッチ４の可動接点はタイミング制御回路９から出
力される制御信号に従って基準電源６側に接続される。 積分器には基準電圧Ｖｒｅｆ が入力され、コンデンサ
２は正の方向に積分を開始して基準電圧Ｖｒｅｆ に比
例した傾斜信号を出力し、カウンタ１０はクロックパル
スをカウントする。積分器の出力信号はある時間ｔｒｅ
ｆ 経過後に零を通過し、コンパレ―タ７の出力信号は
積分器の出力信号が零を通過した時点で反転する。タイ
ミング制御回路９はコンパレ―タ７の反転信号に基づい
てこれら一連の動作を繰り返すように制御する。アナロ
グ入力信号Ｖｉｎは時間とともに常に変化し、このＶｉ
ｎに比例した電圧Ｖ１が積分器から出力される。この関
係を式で表すと、Ｖ１＝−Ｖｉｎ・ｔｉｎ／ＲＣ になり、積分器の出力はＶｉｎ／ＲＣの傾斜で変化する
。 次に、これを基準電圧Ｖｒｅｆ の定電流特性を利用し
て逆方向に時間ｔｒｅｆ積分する。この関係を式で表す
と、Ｖ２＝−（Ｖｉｎ・ｔｉｎ−Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ
）／ＲＣになり、積分器の出力はＶｒｅｆ ／ＲＣの
傾斜で変化する。基準電圧Ｖｒｅｆ で積分した出力が
零を通過する時間ｔｒｅｆ は、Ｖ２＝０として求める
ことができる。ここで、積分器の出力は定電流特性によ
り積分電圧とは無関係に一定の傾斜で変化することから
、 Ｖｉｎ・ｔｉｎ＝Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ になり、 Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ ・ｔｒｅｆ ／ｔｉｎになる。すな
わち、基準電圧Ｖｒｅｆ で積分した出力が零を通過す
る時間ｔｒｅｆ はアナログ入力信号Ｖｉｎに比例する
ことになり、時間ｔｉｎに対応したカウンタ１０でのク
ロックパルスのカウント数がアナログ入力信号Ｖｉｎの
大きさのデジタルデ―タになる。
【０００５】このように構成される積分方式のＡ／Ｄ変
換器の特徴の一つに、優れたノイズ低減特性がある。ア
ナログ入力信号Ｖｉｎには商用周波数の交流誘導電圧に
代表されるノ―マルモ―ドノイズが重畳して入力される
ことがあるが、このような商用周波数の交流誘導電圧成
分は積分時間ｔｉｎを商用周波数の整数倍に設定するこ
とにより平均値を零にでき、優れたノイズ低減特性が得
られる。このような優れたノイズ低減特性に着目して、
前述のようにレコ―ダなどの測定装置では積分形Ａ／Ｄ
変換器が多く用いられている。図４は積分形Ａ／Ｄ変換
器を用いた従来の測定装置の要部の一例を示すブロック
図である。図において、入力端子１１に加えられる測定
信号はプリアンプ１２を介して積分形のＡ／Ｄ変換器１
３に加えられている。Ａ／Ｄ変換器１３は、積分器１４
と積分時間ｔｉｎを制御する制御回路１５とで構成され
ている。この制御回路１５には、積分時間ｔｉｎを商用
周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に応じて選択
する切換スイッチ１６が接続されている。このような従
来の構成において、測定装置の出荷にあたっては、切換
スイッチ１６は使用する電源周波数に応じた状態に切換
設定される。
換器の特徴の一つに、優れたノイズ低減特性がある。ア
ナログ入力信号Ｖｉｎには商用周波数の交流誘導電圧に
代表されるノ―マルモ―ドノイズが重畳して入力される
ことがあるが、このような商用周波数の交流誘導電圧成
分は積分時間ｔｉｎを商用周波数の整数倍に設定するこ
とにより平均値を零にでき、優れたノイズ低減特性が得
られる。このような優れたノイズ低減特性に着目して、
前述のようにレコ―ダなどの測定装置では積分形Ａ／Ｄ
変換器が多く用いられている。図４は積分形Ａ／Ｄ変換
器を用いた従来の測定装置の要部の一例を示すブロック
図である。図において、入力端子１１に加えられる測定
信号はプリアンプ１２を介して積分形のＡ／Ｄ変換器１
３に加えられている。Ａ／Ｄ変換器１３は、積分器１４
と積分時間ｔｉｎを制御する制御回路１５とで構成され
ている。この制御回路１５には、積分時間ｔｉｎを商用
周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に応じて選択
する切換スイッチ１６が接続されている。このような従
来の構成において、測定装置の出荷にあたっては、切換
スイッチ１６は使用する電源周波数に応じた状態に切換
設定される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、測定装置の
用途として電源周波数が例えば５０Ｈｚの地域でも測定
対象を試験のために６０Ｈｚの電源で駆動させてその特
性を測定することがあるが、この場合には測定装置の積
分時間も６０Ｈｚに応じた値に設定しないと所定のノイ
ズ低減特性が得られなくなり、その都度切換スイッチ１
６を切り換えなければならず操作性が悪い。電源周波数
が５０Ｈｚと６０Ｈｚに共用できるようにするためには
積分時間を１００ｍｓに設定すればよいが、５０Ｈｚの
場合には２０ｍｓで６０Ｈｚの場合には１６．７ｍｓの
積分時間がそれぞれ５倍と６倍に長くなり、高速処理の
妨げになる。本発明の目的は、これらの従来の測定装置
の問題点を解決するものであり、電源周波数が変更され
た場合にもその周波数に対応した最短の積分時間で電源
周波数成分のノイズが低減できる測定装置を実現するこ
とにある。
用途として電源周波数が例えば５０Ｈｚの地域でも測定
対象を試験のために６０Ｈｚの電源で駆動させてその特
性を測定することがあるが、この場合には測定装置の積
分時間も６０Ｈｚに応じた値に設定しないと所定のノイ
ズ低減特性が得られなくなり、その都度切換スイッチ１
６を切り換えなければならず操作性が悪い。電源周波数
が５０Ｈｚと６０Ｈｚに共用できるようにするためには
積分時間を１００ｍｓに設定すればよいが、５０Ｈｚの
場合には２０ｍｓで６０Ｈｚの場合には１６．７ｍｓの
積分時間がそれぞれ５倍と６倍に長くなり、高速処理の
妨げになる。本発明の目的は、これらの従来の測定装置
の問題点を解決するものであり、電源周波数が変更され
た場合にもその周波数に対応した最短の積分時間で電源
周波数成分のノイズが低減できる測定装置を実現するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、測定信号を積
分形Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換するように構成
された測定装置において、測定信号に重畳されている電
源周波数成分を検出する手段と、検出された電源周波数
成分に応じて前記Ａ／Ｄ変換器の積分時間を選択設定す
る制御回路、とを具備したことを特徴とする。
分形Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換するように構成
された測定装置において、測定信号に重畳されている電
源周波数成分を検出する手段と、検出された電源周波数
成分に応じて前記Ａ／Ｄ変換器の積分時間を選択設定す
る制御回路、とを具備したことを特徴とする。
【０００８】
【作用】積分形Ａ／Ｄ変換器の積分時間は、測定信号に
重畳されている電源周波数成分の検出結果に基づいて、
所定の値に選択設定される。これにより、積分形Ａ／Ｄ
変換器本来の電源周波数成分のノイズ低減効果を得るこ
とができる。
重畳されている電源周波数成分の検出結果に基づいて、
所定の値に選択設定される。これにより、積分形Ａ／Ｄ
変換器本来の電源周波数成分のノイズ低減効果を得るこ
とができる。
【０００９】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図であり、
図３と同一部分には同一符号を付けている。図において
、プリアンプ１２の出力端子は積分器１４に接続される
とともに、コンデンサ１７を介して波形整形回路１８に
接続されている。波形整形回路１８の出力端子はカウン
タ１９に接続され、カウンタ１９の出力端子は判別回路
２０に接続され、判別回路２０の出力端子は制御回路１
５に接続されている。
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図であり、
図３と同一部分には同一符号を付けている。図において
、プリアンプ１２の出力端子は積分器１４に接続される
とともに、コンデンサ１７を介して波形整形回路１８に
接続されている。波形整形回路１８の出力端子はカウン
タ１９に接続され、カウンタ１９の出力端子は判別回路
２０に接続され、判別回路２０の出力端子は制御回路１
５に接続されている。
【００１０】このような装置の動作を説明する。入力端
子１１に加えられる測定信号に重畳された電源周波数成
分は、コンデンサ１７により直流分がカットされて波形
整形回路１８に入力される。波形整形回路１８はノイズ
成分の信号波形をカウンタ１９に出力する。カウンタ１
９はノイズ成分波形をカウントしてカウント結果を判別
回路２０に出力する。判別回路２０はカウンタ１９から
加えられるカウント結果に基づいて電源周波数が例えば
５０Ｈｚか６０Ｈｚかを判別して判別結果を制御回路１
５に出力する。制御回路１５は判別回路２０の判別結果
に基づいて積分器１４の適切な積分時間を選択設定する
。このような電源周波数の判別時期としては、■電源投
入時 ■各測定周期の直前 ■一定測定周期毎 の３通りが考えられ、用途に応じて適切に設定すればよ
い。
子１１に加えられる測定信号に重畳された電源周波数成
分は、コンデンサ１７により直流分がカットされて波形
整形回路１８に入力される。波形整形回路１８はノイズ
成分の信号波形をカウンタ１９に出力する。カウンタ１
９はノイズ成分波形をカウントしてカウント結果を判別
回路２０に出力する。判別回路２０はカウンタ１９から
加えられるカウント結果に基づいて電源周波数が例えば
５０Ｈｚか６０Ｈｚかを判別して判別結果を制御回路１
５に出力する。制御回路１５は判別回路２０の判別結果
に基づいて積分器１４の適切な積分時間を選択設定する
。このような電源周波数の判別時期としては、■電源投
入時 ■各測定周期の直前 ■一定測定周期毎 の３通りが考えられ、用途に応じて適切に設定すればよ
い。
【００１１】このように構成することにより、従来のよ
うにオペレ―タが電源周波数を確認して積分時間切換ス
イッチを切換操作する必要はなく、駆動電源周波数に応
じた最短の積分時間でＡ／Ｄ変換器を動作させることに
よって電源周波数成分のノイズの影響を低減できる。
うにオペレ―タが電源周波数を確認して積分時間切換ス
イッチを切換操作する必要はなく、駆動電源周波数に応
じた最短の積分時間でＡ／Ｄ変換器を動作させることに
よって電源周波数成分のノイズの影響を低減できる。
【００１２】なお、波形整形回路に高周波ノイズ吸収回
路を付加してもよい。また、従来と同様な切換スイッチ
による積分時間指定を併用してもよい。
路を付加してもよい。また、従来と同様な切換スイッチ
による積分時間指定を併用してもよい。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源周波数が変更された場合にもその周波数に対応した
最短の積分時間で電源周波数成分のノイズが低減できる
測定装置を実現することができる。
電源周波数が変更された場合にもその周波数に対応した
最短の積分時間で電源周波数成分のノイズが低減できる
測定装置を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】積分形Ａ／Ｄ変換器の一例であるデュアルスロ
―プ形の基本回路図である。
―プ形の基本回路図である。
【図３】従来の装置の一例を示すブロック図である。
１１ 入力端子
１２ プリアンプ
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ 積分器
１５ 制御回路
１７ コンデンサ
１８ 波形整形回路
１９ カウンタ
２０ 判別回路
Claims (1)
- 【請求項１】 測定信号を積分形Ａ／Ｄ変換器でデジ
タル信号に変換するように構成された測定装置において
、測定信号に重畳されている電源周波数成分を検出する
手段と、検出された電源周波数成分に応じて前記Ａ／Ｄ
変換器の積分時間を選択設定する制御回路、とを具備し
たことを特徴とする測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3000685A JPH04250314A (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3000685A JPH04250314A (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04250314A true JPH04250314A (ja) | 1992-09-07 |
Family
ID=11480618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3000685A Pending JPH04250314A (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04250314A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010203912A (ja) * | 2009-03-03 | 2010-09-16 | Yamatake Corp | 状態検出装置 |
-
1991
- 1991-01-08 JP JP3000685A patent/JPH04250314A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010203912A (ja) * | 2009-03-03 | 2010-09-16 | Yamatake Corp | 状態検出装置 |
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