JPH04242756A - 画像形成装置の高圧交流電源回路 - Google Patents
画像形成装置の高圧交流電源回路Info
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- JPH04242756A JPH04242756A JP3000620A JP62091A JPH04242756A JP H04242756 A JPH04242756 A JP H04242756A JP 3000620 A JP3000620 A JP 3000620A JP 62091 A JP62091 A JP 62091A JP H04242756 A JPH04242756 A JP H04242756A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 239000000306 component Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 9
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000779 smoke Substances 0.000 description 1
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Accessory Devices And Overall Control Thereof (AREA)
- Electrostatic Charge, Transfer And Separation In Electrography (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複写機、プリンター等
画像形成装置の高圧交流電源回路に関するものである。
画像形成装置の高圧交流電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の画像形成装置の高圧交流電源回路
では、負荷である分離帯電器のＡＣ帯電ワイヤーに流れ
る直流電流を制御するために、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路をＡＣ高圧トランスの二次巻線の低圧側とグランドの
間に挿入していた。特に、直流電流の制御範囲が正負に
渡るように広くなると、出力が正のＤＣ−ＤＣコンバー
タおよび出力が負のＤＣ−ＤＣコンバータを挿入する必
要があった。
では、負荷である分離帯電器のＡＣ帯電ワイヤーに流れ
る直流電流を制御するために、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路をＡＣ高圧トランスの二次巻線の低圧側とグランドの
間に挿入していた。特に、直流電流の制御範囲が正負に
渡るように広くなると、出力が正のＤＣ−ＤＣコンバー
タおよび出力が負のＤＣ−ＤＣコンバータを挿入する必
要があった。
【０００３】図４は、上記の従来例の基本構成を示す説
明図であり、２１はＡＣ高圧トランスを備えたＡＣ高圧
電源、２２はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｐ１は出力端子、
２３は負荷である分離帯電器、ｉｄｃは静電分離に必要
な直流電流を示す。なお、この直流電流ｉｄｃはＤＣ−
ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必要がある
。
明図であり、２１はＡＣ高圧トランスを備えたＡＣ高圧
電源、２２はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｐ１は出力端子、
２３は負荷である分離帯電器、ｉｄｃは静電分離に必要
な直流電流を示す。なお、この直流電流ｉｄｃはＤＣ−
ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必要がある
。
【０００４】図５は、上記のＤＣ−ＤＣコンバータ２２
の回路図であり、トランスＴ３１の一次側直流入力は出
力制御回路３１により制御されたスイッチングトランジ
スタＴＲ３１によってオンオフされ、発生した二次側出
力はダイオードＤ３１およびコンデンサＣ３１によって
整流平滑する構成となっている。Ｒ３１は二次側整流回
路のブリーダ抵抗である。
の回路図であり、トランスＴ３１の一次側直流入力は出
力制御回路３１により制御されたスイッチングトランジ
スタＴＲ３１によってオンオフされ、発生した二次側出
力はダイオードＤ３１およびコンデンサＣ３１によって
整流平滑する構成となっている。Ｒ３１は二次側整流回
路のブリーダ抵抗である。
【０００５】図６は上記ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の電
圧電流特性を示す特性図であり、縦軸に直流電圧ｖｄｃ
を横軸に直流電流ｉｄｃを示す。図７はこの高圧交流電
源回路の出力が給電される分離帯電器２３の電圧電流特
性を示す特性図であり、縦軸に電流ｉを横軸に電圧ｖを
示す。図７に示すように分離帯電器２３は正負で顕著な
非対象性、即ち負側の電流が流れやすい特性を有してい
る。
圧電流特性を示す特性図であり、縦軸に直流電圧ｖｄｃ
を横軸に直流電流ｉｄｃを示す。図７はこの高圧交流電
源回路の出力が給電される分離帯電器２３の電圧電流特
性を示す特性図であり、縦軸に電流ｉを横軸に電圧ｖを
示す。図７に示すように分離帯電器２３は正負で顕著な
非対象性、即ち負側の電流が流れやすい特性を有してい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記構成と特性であり
、直流電流ｉｄｃを−４００μＡに近付けようとすると
、ブリーダＲ３１の抵抗値を限りなく小さくする必要が
ある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は大電力タ
イプが必要になり、発熱とコストの上昇を招いていた。
、直流電流ｉｄｃを−４００μＡに近付けようとすると
、ブリーダＲ３１の抵抗値を限りなく小さくする必要が
ある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は大電力タ
イプが必要になり、発熱とコストの上昇を招いていた。
【０００７】直流電流ｉｄｃの範囲が広がって、図６に
示すゼロ近辺から正電流領域まで制御する必要がでてく
ると、図８に示すように可変出力型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２２とは逆極性の固定出力型のＤＣ−ＤＣコンバータ
２５を更に直列に挿入する必要がでてくる。そして、固
定出力ＤＣ−ＤＣコンバータ２５の出力電圧分だけ、直
流電流ｉｄｃの負荷側の制御範囲が狭くなるので、可変
型ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力制御範囲を更に広げ
る必要が出てきて電力損失がますま増大するようになる
。
示すゼロ近辺から正電流領域まで制御する必要がでてく
ると、図８に示すように可変出力型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２２とは逆極性の固定出力型のＤＣ−ＤＣコンバータ
２５を更に直列に挿入する必要がでてくる。そして、固
定出力ＤＣ−ＤＣコンバータ２５の出力電圧分だけ、直
流電流ｉｄｃの負荷側の制御範囲が狭くなるので、可変
型ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力制御範囲を更に広げ
る必要が出てきて電力損失がますま増大するようになる
。
【０００８】前記説明のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２は、図５に示すブリーダ抵抗Ｒ３１の抵抗値を小さ
くする必要があり、静電分離に必要な直流電流ｉｄｃの
制御幅が大きくなると著しく電力損失を招く。また複雑
な回路構成を必要とする。
２２は、図５に示すブリーダ抵抗Ｒ３１の抵抗値を小さ
くする必要があり、静電分離に必要な直流電流ｉｄｃの
制御幅が大きくなると著しく電力損失を招く。また複雑
な回路構成を必要とする。
【０００９】本発明は、上記従来技術の問題点を解消す
るために成されたもので、簡単な構成で電力損失が少な
く、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化が可能な画像形成装置の高圧交流電源回
路を提供することを目的とするものである。
るために成されたもので、簡単な構成で電力損失が少な
く、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化が可能な画像形成装置の高圧交流電源回
路を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＡＣ高圧トラ
ンス二次側巻線の低圧側に、トランジスタおよびダイオ
ードからなる直流定電流回路と、該直流定電流回路と極
性逆向きに接続した定電圧回路と、負荷電流の直流分を
検出する負荷電流検出回路を備え、該負荷電流検出回路
の出力によって前記定電圧回路の出力および直流定電流
回路の出力を制御することを特徴とする構成によって、
前記の目的を達成しようとするものである。
ンス二次側巻線の低圧側に、トランジスタおよびダイオ
ードからなる直流定電流回路と、該直流定電流回路と極
性逆向きに接続した定電圧回路と、負荷電流の直流分を
検出する負荷電流検出回路を備え、該負荷電流検出回路
の出力によって前記定電圧回路の出力および直流定電流
回路の出力を制御することを特徴とする構成によって、
前記の目的を達成しようとするものである。
【００１１】更に前記構成において、定電圧回路はＤＣ
−ＤＣコンバータを備えた構成であることを特徴とし、
或は定電圧回路はＡＣ高圧トランス二次側に設けた３次
巻線と整流回路を備えたシャントレギュレータとを備え
た構成であることを特徴とし、更に定電圧回路の応答速
度と直流定電流回路の応答速度とは所定の差を有する構
成であることを特徴とする構成によって、前記の目的を
達成しようとするものである。
−ＤＣコンバータを備えた構成であることを特徴とし、
或は定電圧回路はＡＣ高圧トランス二次側に設けた３次
巻線と整流回路を備えたシャントレギュレータとを備え
た構成であることを特徴とし、更に定電圧回路の応答速
度と直流定電流回路の応答速度とは所定の差を有する構
成であることを特徴とする構成によって、前記の目的を
達成しようとするものである。
【００１２】
【作用】以上の構成により、定電圧回路の出力と直流定
電流回路の出力の両方を負荷電流検出回路の出力によっ
て制御でき、負荷の帯電器の負荷電流直流成分を正極性
から負極性まで広範囲に変化できる。
電流回路の出力の両方を負荷電流検出回路の出力によっ
て制御でき、負荷の帯電器の負荷電流直流成分を正極性
から負極性まで広範囲に変化できる。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明の第１実施例の電子写真複写
機の静電分離用ＡＣ高電圧出力回路図である。Ｔ１はＡ
Ｃ高圧トランス、ＴＲ１、ＴＲ２は一次側駆動用のスイ
ッチングトランジスタであり、制御回路１によって駆動
されプッシュプル出力が制御される。ＡＣ高圧トランス
Ｔ１の二次側高圧巻線Ｌ２の出力は、出力端子Ｐ１を介
して負荷の分離帯電器に接続される。
機の静電分離用ＡＣ高電圧出力回路図である。Ｔ１はＡ
Ｃ高圧トランス、ＴＲ１、ＴＲ２は一次側駆動用のスイ
ッチングトランジスタであり、制御回路１によって駆動
されプッシュプル出力が制御される。ＡＣ高圧トランス
Ｔ１の二次側高圧巻線Ｌ２の出力は、出力端子Ｐ１を介
して負荷の分離帯電器に接続される。
【００１４】Ｔ２は定電圧回路用のコンバータトランス
で、二次側の整流正極性出力はＡＣ高圧トランスＴ１の
二次側巻線の低電圧側に接続されている。コンバータト
ランスＴ２の一次側はトランジスタＴＲ１１により駆動
され、そしてトランジスタＴＲ１１のベースに接続され
たパルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路という）１１によ
ってトランジスタＴＲ１１のコレクタ電流の時比率を変
えることによってコンバータトランスＴ２の出力は制御
される。そして二次側出力はダイオードＤ１１およびコ
ンデンサＣ１１によって整流平滑される。なおコンデン
サＣ１１にはブリーダ抵抗Ｒ１１が並列に接続されてお
り、以上の構成により定電圧回路２を形成している。
で、二次側の整流正極性出力はＡＣ高圧トランスＴ１の
二次側巻線の低電圧側に接続されている。コンバータト
ランスＴ２の一次側はトランジスタＴＲ１１により駆動
され、そしてトランジスタＴＲ１１のベースに接続され
たパルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路という）１１によ
ってトランジスタＴＲ１１のコレクタ電流の時比率を変
えることによってコンバータトランスＴ２の出力は制御
される。そして二次側出力はダイオードＤ１１およびコ
ンデンサＣ１１によって整流平滑される。なおコンデン
サＣ１１にはブリーダ抵抗Ｒ１１が並列に接続されてお
り、以上の構成により定電圧回路２を形成している。
【００１５】定電圧回路のコンバータトランスＴ２の二
次巻線低電圧側は、高圧ダイオードＤ１のアノード、高
圧ダイオードＤ２のカソードに接続されている。高圧ダ
イオードＤ１のカソードは高圧トランジスタＴＲ３のコ
レクタ、高圧ダイオードＤ２のアノードは高圧トランジ
スタＴＲ３のエミッタにそれぞれ接続されている。なお
ダイオードバリスタＤ６１が高圧ダイオードＤ２に並列
に接続されて回路の保護をしている。
次巻線低電圧側は、高圧ダイオードＤ１のアノード、高
圧ダイオードＤ２のカソードに接続されている。高圧ダ
イオードＤ１のカソードは高圧トランジスタＴＲ３のコ
レクタ、高圧ダイオードＤ２のアノードは高圧トランジ
スタＴＲ３のエミッタにそれぞれ接続されている。なお
ダイオードバリスタＤ６１が高圧ダイオードＤ２に並列
に接続されて回路の保護をしている。
【００１６】高圧トランジスタＴＲ３のエミッタとグラ
ンド間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路からなり
負荷電流の直流分を検出する負荷電流検出回路４が挿入
されている。負荷電流検出回路４で検出された電圧と端
子Ｐ２に加えられた基準電圧とが差動増幅器ＯＰ１およ
び同ＯＰ２により比較される。
ンド間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の並列回路からなり
負荷電流の直流分を検出する負荷電流検出回路４が挿入
されている。負荷電流検出回路４で検出された電圧と端
子Ｐ２に加えられた基準電圧とが差動増幅器ＯＰ１およ
び同ＯＰ２により比較される。
【００１７】差動増幅器ＯＰ１の出力は高圧トランジス
タＴＲ３のベースに入力され、負荷電流検出回路４の検
出出力が端子Ｐ２の基準電圧と等しくなるように高圧ト
ランジスタＴＲ３のベース電流を制御する。即ち、上記
構成の高圧ダイオードＤ１および高圧トランジスタＴＲ
３は負荷電流検出回路４の検出出力により制御される直
流定電流回路３を形成している。
タＴＲ３のベースに入力され、負荷電流検出回路４の検
出出力が端子Ｐ２の基準電圧と等しくなるように高圧ト
ランジスタＴＲ３のベース電流を制御する。即ち、上記
構成の高圧ダイオードＤ１および高圧トランジスタＴＲ
３は負荷電流検出回路４の検出出力により制御される直
流定電流回路３を形成している。
【００１８】差動増幅器ＯＰ２の出力はＰＷＭ回路１１
に入力され、負荷電流検出回路４の検出出力と端子Ｐ２
の基準電圧とが等しくなるようにコンバータトランスＴ
２の二次側整流出力の大きさを制御する。即ち、負荷電
流検出回路４の検出出力によって前記定電圧回路２の出
力を制御する構成となっている。
に入力され、負荷電流検出回路４の検出出力と端子Ｐ２
の基準電圧とが等しくなるようにコンバータトランスＴ
２の二次側整流出力の大きさを制御する。即ち、負荷電
流検出回路４の検出出力によって前記定電圧回路２の出
力を制御する構成となっている。
【００１９】高圧トランジスタＴＲ３のコレクタ電流を
増加させようとしているときは、差動増幅器ＯＰ１の出
力は正方向に、差動増幅器ＯＰ２の出力は負方向に向う
ので、コンバータトランスＴ２の整流出力は減少し、負
荷電流の負方向のダイナミックレンジを狭くすることが
ない。
増加させようとしているときは、差動増幅器ＯＰ１の出
力は正方向に、差動増幅器ＯＰ２の出力は負方向に向う
ので、コンバータトランスＴ２の整流出力は減少し、負
荷電流の負方向のダイナミックレンジを狭くすることが
ない。
【００２０】高圧トランジストＴＲ３のコレクタ電流を
減少させようとしているときは、差動増幅器ＯＰ１の出
力は負方向に、差動増幅器ＯＰ２の出力は正方向に向う
ので、コンバータトランスＴ２の整流出力は増加し、負
荷電流の正方向のダイナミックレンジを狭くすることが
ない。
減少させようとしているときは、差動増幅器ＯＰ１の出
力は負方向に、差動増幅器ＯＰ２の出力は正方向に向う
ので、コンバータトランスＴ２の整流出力は増加し、負
荷電流の正方向のダイナミックレンジを狭くすることが
ない。
【００２１】上記の構成により、従来例に比較して高効
率で熱損失が少なく電力素子やヒートシンクを必要とせ
ず、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化させることが可能である。また帯電ワイ
ヤーの断線等による負荷短絡事故等に対して、回路が保
護され、火花リークによる発火、発煙等の事故を防止す
ることができる。更に、直列接続された直流定電流回路
と定電圧回路を、それぞれ別系統で制御するのではなく
、負荷電流検出回路３で検出した電圧で同時に制御でき
るので負荷電流の制御が非常に容易である。
率で熱損失が少なく電力素子やヒートシンクを必要とせ
ず、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化させることが可能である。また帯電ワイ
ヤーの断線等による負荷短絡事故等に対して、回路が保
護され、火花リークによる発火、発煙等の事故を防止す
ることができる。更に、直列接続された直流定電流回路
と定電圧回路を、それぞれ別系統で制御するのではなく
、負荷電流検出回路３で検出した電圧で同時に制御でき
るので負荷電流の制御が非常に容易である。
【００２２】図２および図３は他の実施例の構成を示す
回路図である。前記実施例と同一または相当部分は同一
符号で示し重複説明を省略する。
回路図である。前記実施例と同一または相当部分は同一
符号で示し重複説明を省略する。
【００２３】図２に示す第２実施例は、差動増幅器ＯＰ
２とＰＷＭ１１との間に抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ
１２よりなる積分回路５が挿入してある。この積分回路
５の挿入によりコンバータトランスＴ２を含む定電圧回
路２の応答速度を、高圧トランジスタＴＲ３を含む直流
定電流回路３の応答速度より遅くして、回路動作の安定
性を増すことができる。なお応答速度の差は、抵抗Ｒ１
２およびコンデンサＣ１２の選択により所望値に設定で
きる。
２とＰＷＭ１１との間に抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ
１２よりなる積分回路５が挿入してある。この積分回路
５の挿入によりコンバータトランスＴ２を含む定電圧回
路２の応答速度を、高圧トランジスタＴＲ３を含む直流
定電流回路３の応答速度より遅くして、回路動作の安定
性を増すことができる。なお応答速度の差は、抵抗Ｒ１
２およびコンデンサＣ１２の選択により所望値に設定で
きる。
【００２４】図３に示す第３実施例は、定電圧回路の構
成を図１に示す実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ構成に代
えて、ＡＣ高圧トランスＴ１の二次側に高圧巻線Ｌ２の
他に３次巻線Ｌ３を有し、ＡＣ高圧トランスＴ１の高圧
巻線Ｌ２の低電圧側とトランジスタＴＲ３およびダイオ
ードＤ１よりなる直流定電流回路３との間に３次巻線Ｌ
３に発生する電圧を電源として定電圧回路を構成するシ
ャントレギュレータ８１を設けた構成となっている。な
おシャントレギュレータ８１にはダイオードＤ２３およ
びコンデンサＣ２３よりなる整流回路を備えている。
成を図１に示す実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ構成に代
えて、ＡＣ高圧トランスＴ１の二次側に高圧巻線Ｌ２の
他に３次巻線Ｌ３を有し、ＡＣ高圧トランスＴ１の高圧
巻線Ｌ２の低電圧側とトランジスタＴＲ３およびダイオ
ードＤ１よりなる直流定電流回路３との間に３次巻線Ｌ
３に発生する電圧を電源として定電圧回路を構成するシ
ャントレギュレータ８１を設けた構成となっている。な
おシャントレギュレータ８１にはダイオードＤ２３およ
びコンデンサＣ２３よりなる整流回路を備えている。
【００２５】差動増幅器ＯＰ２の出力はシャントレギュ
レータ８１のトランジスタＴＲ２１のベ−スに接続され
ており、トランジスタＴＲ２１のコレクタ電流を差動増
幅器ＯＰ２の出力、即ち負荷電流検出回路４で検出され
た電圧により制御することによって、シャントレギュレ
ータ８１の出力電圧すなわちコンデンサＣ２３、抵抗Ｒ
２３の両端電圧を変えることができ、この出力は前記実
施例と同様にＡＣ高圧トランスＴ１の高圧巻線の低電圧
側に接続されている。
レータ８１のトランジスタＴＲ２１のベ−スに接続され
ており、トランジスタＴＲ２１のコレクタ電流を差動増
幅器ＯＰ２の出力、即ち負荷電流検出回路４で検出され
た電圧により制御することによって、シャントレギュレ
ータ８１の出力電圧すなわちコンデンサＣ２３、抵抗Ｒ
２３の両端電圧を変えることができ、この出力は前記実
施例と同様にＡＣ高圧トランスＴ１の高圧巻線の低電圧
側に接続されている。
【００２６】端子Ｐ２の入力信号が高くなると差動増幅
器ＯＰ１の出力は上昇して直流定電流回路３のトランジ
スタＴＲ３のコレクタ電流を増やし、負荷電流を負方向
に増加させる。このとき、差動増幅器ＯＰ２の出力も上
昇し、シャントレギュレータ８１のトランジスタＴＲ２
１のコレクタ電流を増加させる。高圧トランスＴ１の３
次巻線Ｌ３の出力は抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２１の直
列インピーダンスでの電位降下によって、トランジスタ
ＴＲ２１とコンデンサＣ２１の接続点では電位が低下し
、その倍電圧出力であるシャントレギュレータ８１の出
力は低下する。端子Ｐ２の入力信号が低くなると、上記
と逆にシャントレギュレータ８１の出力は上昇する。
器ＯＰ１の出力は上昇して直流定電流回路３のトランジ
スタＴＲ３のコレクタ電流を増やし、負荷電流を負方向
に増加させる。このとき、差動増幅器ＯＰ２の出力も上
昇し、シャントレギュレータ８１のトランジスタＴＲ２
１のコレクタ電流を増加させる。高圧トランスＴ１の３
次巻線Ｌ３の出力は抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２１の直
列インピーダンスでの電位降下によって、トランジスタ
ＴＲ２１とコンデンサＣ２１の接続点では電位が低下し
、その倍電圧出力であるシャントレギュレータ８１の出
力は低下する。端子Ｐ２の入力信号が低くなると、上記
と逆にシャントレギュレータ８１の出力は上昇する。
【００２７】また前記実施例と同様に、差動増幅器ＯＰ
１の出力は直流定電流回路３の高圧トランジスタＴＲ３
のベースに入力され、負荷電流検出回路４の検出出力に
より直流定電流回路３を制御する構成となっている。
１の出力は直流定電流回路３の高圧トランジスタＴＲ３
のベースに入力され、負荷電流検出回路４の検出出力に
より直流定電流回路３を制御する構成となっている。
【００２８】上記構成と動作により、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを必要とせずに前記図１に示す実施例と同様な効果
を有することができる。
ータを必要とせずに前記図１に示す実施例と同様な効果
を有することができる。
【００２９】なお、この発明は分離用ＡＣ高圧出力回路
に限らず現像バイアス等、他の用途のＡＣ高圧出力回路
装置にも適用可能である。
に限らず現像バイアス等、他の用途のＡＣ高圧出力回路
装置にも適用可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
、簡単な構成で電力損失が少なく発熱がないので電力素
子やヒートシンクを必要としない。また直列接続された
直流定電流回路と定電圧回路をそれぞれ別系統で制御す
るのではなく、負荷電流検出回路の出力によって同時に
制御するので負荷電流の制御が非常に容易であり、帯電
器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性まで広範囲
に変化させることが可能である。
、簡単な構成で電力損失が少なく発熱がないので電力素
子やヒートシンクを必要としない。また直列接続された
直流定電流回路と定電圧回路をそれぞれ別系統で制御す
るのではなく、負荷電流検出回路の出力によって同時に
制御するので負荷電流の制御が非常に容易であり、帯電
器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性まで広範囲
に変化させることが可能である。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】第２実施例の構成を示す回路図である。
【図３】第３実施例の構成を示す回路図である。
【図４】従来例の基本構成を示す説明図である。
【図５】上記従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。
ある。
【図６】上記従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧電流
特性図である。
特性図である。
【図７】高圧交流電源回路の負荷である分離帯電器の電
圧電流特性図である。
圧電流特性図である。
【図８】固定ＤＣ−ＤＣコンバータを付加した説明図で
ある。
ある。
Ｔ１ ＡＣ高圧トランス
Ｔ２ コンバータトランス
Ｌ２ 二次側巻線
Ｌ３ ３次巻線
ＯＰ１，ＯＰ２ 差動増幅器
２ 定電圧回路
３ 直流定電流回路
４ 負荷電流検出回路
５ 積分回路
８１ シャントレギュレータ
Claims (4)
- 【請求項１】ＡＣ高圧トランス二次側巻線の低圧側に、
トランジスタおよびダイオードからなる直流定電流回路
と、該直流定電流回路と極性逆向きに接続した定電圧回
路と、負荷電流の直流分を検出する負荷電流検出回路を
備え、該負荷電流検出回路の出力によって前記定電圧回
路の出力および直流定電流回路の出力を制御することを
特徴とする画像形成装置の高圧交流電源回路。 - 【請求項２】定電圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータを備え
た構成であることを特徴とする請求項１記載の画像形成
装置の高圧交流電源回路。 - 【請求項３】定電圧回路はＡＣ高圧トランス二次側に設
けた３次巻線と整流回路を備えたシャントレギュレータ
とを備えた構成であることを特徴とする請求項１記載の
画像形成装置の高圧交流電源回路。 - 【請求項４】定電圧回路の応答速度と直流定電流回路の
応答速度とは所定の差を有する構成であることを特徴と
する請求項１記載の画像形成装置の高圧交流電源回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03000620A JP3105549B2 (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
| EP92100129A EP0494629B1 (en) | 1991-01-08 | 1992-01-07 | Electric power source |
| DE69221644T DE69221644T2 (de) | 1991-01-08 | 1992-01-07 | Elektrische Stromversorgung |
| US08/215,399 US5532913A (en) | 1991-01-08 | 1994-03-21 | Electric power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03000620A JP3105549B2 (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04242756A true JPH04242756A (ja) | 1992-08-31 |
| JP3105549B2 JP3105549B2 (ja) | 2000-11-06 |
Family
ID=11478774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03000620A Expired - Fee Related JP3105549B2 (ja) | 1991-01-08 | 1991-01-08 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3105549B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013046495A (ja) * | 2011-08-24 | 2013-03-04 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1991
- 1991-01-08 JP JP03000620A patent/JP3105549B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013046495A (ja) * | 2011-08-24 | 2013-03-04 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3105549B2 (ja) | 2000-11-06 |
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