JP3195620B2 - 画像形成装置の高圧交流電源回路 - Google Patents
画像形成装置の高圧交流電源回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子写真式の複写機，
プリンター等画像形成装置の高圧交流電源回路に関する
ものである。
プリンター等画像形成装置の高圧交流電源回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の画像形成装置の高圧交流電源回路
では、負荷である分離帯電器のＡＣ帯電ワイヤーに流れ
る直流電流を制御するために、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路をＡＣ高圧トランスの二次巻線の低圧側とグランドの
間に挿入していた。特に、直流電流の制御範囲が正負に
渡るように広くなると、出力が正のＤＣ−ＤＣコンバー
タおよび出力が負のＤＣ−ＤＣコンバータを挿入する必
要があった。
では、負荷である分離帯電器のＡＣ帯電ワイヤーに流れ
る直流電流を制御するために、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路をＡＣ高圧トランスの二次巻線の低圧側とグランドの
間に挿入していた。特に、直流電流の制御範囲が正負に
渡るように広くなると、出力が正のＤＣ−ＤＣコンバー
タおよび出力が負のＤＣ−ＤＣコンバータを挿入する必
要があった。
【０００３】図９は、上記の従来例の基本構成を示す説
明図であり、２１はＡＣ高圧トランスを備えたＡＣ高圧
電源、２２はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｐ１は出力端子、
２３は負荷である分離帯電器、ｉｄｃは静電分離に必要
な直流電流を示す。なお、この直流電流ｉｄｃはＤＣ−
ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必要があ
る。
明図であり、２１はＡＣ高圧トランスを備えたＡＣ高圧
電源、２２はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｐ１は出力端子、
２３は負荷である分離帯電器、ｉｄｃは静電分離に必要
な直流電流を示す。なお、この直流電流ｉｄｃはＤＣ−
ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必要があ
る。
【０００４】図１０は、上記のＤＣ−ＤＣコンバータ２
２の回路図であり、トランスＴ３１の一次側直流入力は
出力制御回路３１により制御されたスイッチングトラン
ジスタＴＲ３１によってオンオフされ、発生した二次側
出力はダイオードＤ３１およびコンデンサＣ３１によっ
て整流平滑する構成となっている。Ｒ３１は二次側整流
回路のブリーダ抵抗である。
２の回路図であり、トランスＴ３１の一次側直流入力は
出力制御回路３１により制御されたスイッチングトラン
ジスタＴＲ３１によってオンオフされ、発生した二次側
出力はダイオードＤ３１およびコンデンサＣ３１によっ
て整流平滑する構成となっている。Ｒ３１は二次側整流
回路のブリーダ抵抗である。
【０００５】図１１は上記ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の
電圧電流特性を示す特性図であり、縦軸に直流電圧ｖｄ
ｃを横軸に直流電流ｉｄｃを示す。図１２はこの高圧交
流電源回路の出力が供給される分離帯電器２３の電圧電
流特性を示す特性図であり、縦軸に電流ｉを横軸に電圧
ｖを示す。図１２に示すように分離帯電器２３は正負で
顕著な非対象性、即ち負側の電流が流れやすい特性を有
している。
電圧電流特性を示す特性図であり、縦軸に直流電圧ｖｄ
ｃを横軸に直流電流ｉｄｃを示す。図１２はこの高圧交
流電源回路の出力が供給される分離帯電器２３の電圧電
流特性を示す特性図であり、縦軸に電流ｉを横軸に電圧
ｖを示す。図１２に示すように分離帯電器２３は正負で
顕著な非対象性、即ち負側の電流が流れやすい特性を有
している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記構成と特性であ
り、直流電流ｉｄｃを−４００μＡに近付けようとする
と、ブリーダＲ３１の抵抗値を限りなく小さくする必要
がある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は大電力
タイプが必要になり、発熱とコストの上昇を招いてい
た。
り、直流電流ｉｄｃを−４００μＡに近付けようとする
と、ブリーダＲ３１の抵抗値を限りなく小さくする必要
がある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は大電力
タイプが必要になり、発熱とコストの上昇を招いてい
た。
【０００７】直流電流ｉｄｃの範囲が広がって、図１１
に示すゼロ近辺から正電流領域まで制御する必要がでて
くると、図１３に示すように可変出力型ＤＣ−ＤＣコン
バータ２２とは逆極性の固定出力型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２５を更に直列に挿入する必要がでてくる。そし
て、固定出力ＤＣ−ＤＣコンバータ２５の出力電圧分だ
け、直流電流ｉｄｃの負荷側の制御範囲が狭くなるの
で、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力制御範囲を
更に広げる必要が出てきて電力損失がますます増大する
ようになる。
に示すゼロ近辺から正電流領域まで制御する必要がでて
くると、図１３に示すように可変出力型ＤＣ−ＤＣコン
バータ２２とは逆極性の固定出力型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２５を更に直列に挿入する必要がでてくる。そし
て、固定出力ＤＣ−ＤＣコンバータ２５の出力電圧分だ
け、直流電流ｉｄｃの負荷側の制御範囲が狭くなるの
で、可変型ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力制御範囲を
更に広げる必要が出てきて電力損失がますます増大する
ようになる。
【０００８】前記説明のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２は、図１０に示すブリーダ抵抗Ｒ３１の抵抗値を小
さくする必要があり、静電分離に必要な直流電流ｉｄｃ
の制御幅が大きくなると著しく電力損失を招く。また複
雑な回路構成を必要とする。
２２は、図１０に示すブリーダ抵抗Ｒ３１の抵抗値を小
さくする必要があり、静電分離に必要な直流電流ｉｄｃ
の制御幅が大きくなると著しく電力損失を招く。また複
雑な回路構成を必要とする。
【０００９】本発明は、上記従来技術の問題点を解消す
るためになされたもので、簡単な構成で電力損失が少な
く、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化が可能な画像形成装置の高圧交流電源回
路を提供することを目的とするものである。
るためになされたもので、簡単な構成で電力損失が少な
く、帯電器の負荷電流の直流成分を正極性から負極性ま
で広範囲に変化が可能な画像形成装置の高圧交流電源回
路を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このため、本発明に係る
画像形成装置の高圧交流電源回路は、ＡＣ高圧トランス
二次側巻線とグランド間に、ダイオードと複数のトラン
ジスタの直列回路からなる電流制御回路と、該電流制御
回路とは逆向きの電流を流すためのダイオードと、負荷
である帯電器の正負疑似等価抵抗値の差より所定値だけ
大きい抵抗を接続し、且つ、負荷電流の直流分の検出回
路を設け、該検出出力によって前記電流制御回路トラン
ジスタのベース電流を制御する制御手段を備えたことを
特徴とする構成によって、前記の目的を達成しようとす
るものである。
画像形成装置の高圧交流電源回路は、ＡＣ高圧トランス
二次側巻線とグランド間に、ダイオードと複数のトラン
ジスタの直列回路からなる電流制御回路と、該電流制御
回路とは逆向きの電流を流すためのダイオードと、負荷
である帯電器の正負疑似等価抵抗値の差より所定値だけ
大きい抵抗を接続し、且つ、負荷電流の直流分の検出回
路を設け、該検出出力によって前記電流制御回路トラン
ジスタのベース電流を制御する制御手段を備えたことを
特徴とする構成によって、前記の目的を達成しようとす
るものである。
【００１１】
【作用】以上の構成により、ＡＣ高圧トランスの二次
側、高圧電流をダイオードで正負の直流電流に分け、分
流された片側に挿入した電流制御回路によって負荷電流
の直流成分が制御できる。
側、高圧電流をダイオードで正負の直流電流に分け、分
流された片側に挿入した電流制御回路によって負荷電流
の直流成分が制御できる。
【００１２】また、電流制御回路に並列に挿入した抵抗
の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似抵抗値の差より大
きいことにより正負の両極性範囲にわたって負荷電流の
直流分の制御ができる。
の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似抵抗値の差より大
きいことにより正負の両極性範囲にわたって負荷電流の
直流分の制御ができる。
【００１３】負荷電流の直流成分を広範囲に制御するた
めには、電流制御回路のシリーズレギュレータの出力電
圧が広範囲に変化できる必要があるが、シリーズレギュ
レータは複数のトランジスタの直列回路として分圧し、
各トランジスタ１個あたりの耐圧限界によって制限され
ることのない回路構成となっており、検出回路の検出出
力によってシリーズレギュレータのトランジスタのベー
ス電流を制御して負荷の帯電器の負荷直流成分を正極性
から負極性まで広範囲に制御できる。
めには、電流制御回路のシリーズレギュレータの出力電
圧が広範囲に変化できる必要があるが、シリーズレギュ
レータは複数のトランジスタの直列回路として分圧し、
各トランジスタ１個あたりの耐圧限界によって制限され
ることのない回路構成となっており、検出回路の検出出
力によってシリーズレギュレータのトランジスタのベー
ス電流を制御して負荷の帯電器の負荷直流成分を正極性
から負極性まで広範囲に制御できる。
【００１４】
【実施例】以下、この発明に係る画像形成装置の高圧交
流電源回路を実施例により説明する。 （第１実施例）図１は、本発明の第１実施例の電子写真
複写機の静電分離用ＡＣ高電圧出力回路図である。Ｔ１
はＡＣ高圧トランス、ＴＲ１，ＴＲ２は一次側駆動用の
スイッチングトランジスタであり、制御回路１によって
駆動されプッシュプル出力が制御される。ＡＣ高圧トラ
ンスＴ１の二次側高圧巻線Ｌ２の出力は、出力端子Ｐ１
を介して負荷の分離帯電器に接続される。
流電源回路を実施例により説明する。 （第１実施例）図１は、本発明の第１実施例の電子写真
複写機の静電分離用ＡＣ高電圧出力回路図である。Ｔ１
はＡＣ高圧トランス、ＴＲ１，ＴＲ２は一次側駆動用の
スイッチングトランジスタであり、制御回路１によって
駆動されプッシュプル出力が制御される。ＡＣ高圧トラ
ンスＴ１の二次側高圧巻線Ｌ２の出力は、出力端子Ｐ１
を介して負荷の分離帯電器に接続される。
【００１５】ＡＣ高圧トランスＴ１の高圧２次巻線の他
端は、高圧ダイオードＤ１とシリーズレギュレータ４の
直列回路からなる電流制御回路と、高圧ダイオードＤ２
と、抵抗Ｒ１２の並列回路に接続される。
端は、高圧ダイオードＤ１とシリーズレギュレータ４の
直列回路からなる電流制御回路と、高圧ダイオードＤ２
と、抵抗Ｒ１２の並列回路に接続される。
【００１６】シリーズレギュレータ４は、高耐圧トラン
ジスタＴＲ３，ＴＲ４の直列回路で構成され、後述する
ごとくトランジスタＴＲ３のベース電流を変えることに
よって、負荷電流すなわち、分離コロナ電流の負成分を
制御する。そしてダイオードＤ２は逆向きの電流である
正成分をバイパスする役割をする。
ジスタＴＲ３，ＴＲ４の直列回路で構成され、後述する
ごとくトランジスタＴＲ３のベース電流を変えることに
よって、負荷電流すなわち、分離コロナ電流の負成分を
制御する。そしてダイオードＤ２は逆向きの電流である
正成分をバイパスする役割をする。
【００１７】抵抗Ｒ１２は、シリーズレギュレータ４遮
断時の負荷電流の負成分の量を決定する。抵抗Ｒ６，Ｒ
７は概略等しい抵抗値であり、且つ抵抗Ｒ１２に比して
充分大きい抵抗値で、シリーズレギュレータ４全体の電
圧をトランジスタＴＲ３，ＴＲ４に概略等しく分圧する
働きをする。
断時の負荷電流の負成分の量を決定する。抵抗Ｒ６，Ｒ
７は概略等しい抵抗値であり、且つ抵抗Ｒ１２に比して
充分大きい抵抗値で、シリーズレギュレータ４全体の電
圧をトランジスタＴＲ３，ＴＲ４に概略等しく分圧する
働きをする。
【００１８】シリーズレギュレータ４，抵抗Ｒ１２，ダ
イオードＤ２の他端とグランド間には、抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１のパラレル回路からなる負荷電流の直流分の
検出回路３が挿入される。
イオードＤ２の他端とグランド間には、抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１のパラレル回路からなる負荷電流の直流分の
検出回路３が挿入される。
【００１９】検出回路３で検出された電圧は、差動増幅
器２によって端子Ｐ２に加えられた基準電圧（ＶＲ）と
比較される。差動増幅器２の出力は、検出回路３の出力
が基準電圧ＶＲと等しくなるようにトランジスタＴＲ３
のベース電流を制御する。
器２によって端子Ｐ２に加えられた基準電圧（ＶＲ）と
比較される。差動増幅器２の出力は、検出回路３の出力
が基準電圧ＶＲと等しくなるようにトランジスタＴＲ３
のベース電流を制御する。
【００２０】差動増幅器２の電源は、フローチング電源
ＥＦ１によって供給される。フローチング電源ＥＦ１の
他端はトランジスタＴＲ３のエミッタに接続されるの
で、トランジスタＴＲ３のベース電流が電流検出抵抗Ｒ
１に流れることはない。
ＥＦ１によって供給される。フローチング電源ＥＦ１の
他端はトランジスタＴＲ３のエミッタに接続されるの
で、トランジスタＴＲ３のベース電流が電流検出抵抗Ｒ
１に流れることはない。
【００２１】抵抗Ｒ１２の値は、概略次のように決定さ
れる。図２は、図１に示す第１実施例の電源回路および
帯電器負荷の概略の等価回路図であり、図３は帯電器の
直流分の電圧電流特性を示す。
れる。図２は、図１に示す第１実施例の電源回路および
帯電器負荷の概略の等価回路図であり、図３は帯電器の
直流分の電圧電流特性を示す。
【００２２】直流分の制御範囲を図３に示すＡ点からＢ
点まで要求されたものとする。即ち、トランジスタＴＲ
３は、Ａ点で導通、Ｂ点で遮断状態にならなければなら
ない。そして、トランジスタＴＲ３遮断状態で、正の電
流が負の電流よりＩ3 だけ大きくなければならない。
点まで要求されたものとする。即ち、トランジスタＴＲ
３は、Ａ点で導通、Ｂ点で遮断状態にならなければなら
ない。そして、トランジスタＴＲ３遮断状態で、正の電
流が負の電流よりＩ3 だけ大きくなければならない。
【００２３】 Ｖ1 ／ＲLP−Ｖ1 ／（ＲLN＋Ｒ12）＝Ｉ3 （式１） ただし、Ｖ1 ：ＡＣ高圧出力振幅の１／２ ＲLP：帯電器負荷の正の疑似等価抵抗値 ＲLN：帯電器負荷の負の疑似等価抵抗値 上記式１より次のようにＲ12を求めることができる。
【００２４】
【数１】
【００２５】直流分検出回路３の検出出力は、差動増幅
器２の入力のダイナミックレンジの中に入るように抵抗
Ｒ３，Ｒ４でレベルシフトしなければならない。また、
抵抗Ｒ３，，Ｒ４を流れる電流は直流分検出抵抗Ｒ１を
流れるので、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値は検出精度に影響を与
えないように十分大きくしてある。
器２の入力のダイナミックレンジの中に入るように抵抗
Ｒ３，Ｒ４でレベルシフトしなければならない。また、
抵抗Ｒ３，，Ｒ４を流れる電流は直流分検出抵抗Ｒ１を
流れるので、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値は検出精度に影響を与
えないように十分大きくしてある。
【００２６】差動増幅器２は、上記のように、負荷電流
の直流分の検出回路３の検出出力により制御回路シリー
ズレギュレータ４のトランジスタＴＲ３のベース電流を
制御する制御手段を構成しており、前記抵抗Ｒ３，Ｒ４
と同様の理由から入力インピーダンスの十分大きいもの
が選んである。
の直流分の検出回路３の検出出力により制御回路シリー
ズレギュレータ４のトランジスタＴＲ３のベース電流を
制御する制御手段を構成しており、前記抵抗Ｒ３，Ｒ４
と同様の理由から入力インピーダンスの十分大きいもの
が選んである。
【００２７】以上の構成により、ＡＣ高圧トランスＴ１
の二次側、高圧電流をダイオードＤ１，Ｄ２で正負の直
流電流に分け、分流された片側に挿入した電流制御回路
を構成するシリースレギュレータ４によって負荷電流の
直流成分が制御できる。
の二次側、高圧電流をダイオードＤ１，Ｄ２で正負の直
流電流に分け、分流された片側に挿入した電流制御回路
を構成するシリースレギュレータ４によって負荷電流の
直流成分が制御できる。
【００２８】また、電流制御回路に並列に挿入した抵抗
Ｒ１２の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似等価抵抗値
の差より大きいことにより正負の両極性範囲にわたって
負荷電流の直流分の制御ができる。
Ｒ１２の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似等価抵抗値
の差より大きいことにより正負の両極性範囲にわたって
負荷電流の直流分の制御ができる。
【００２９】負荷電流の直流成分を広範囲に制御するた
めには、電流制御回路のシリーズレギュレータ４の出力
電圧が広範囲に変化できる必要があるが、シリーズレギ
ュレータ４は複数のトランジスタＴＲ４，ＴＲ３の直列
回路として分圧し、各トランジスタ１個あたりの耐圧限
界によって制限されることのない回路構成となってお
り、検出回路３の検出出力を作動増幅器２によって基準
電圧ＶＲと比較した出力によってシリーズレギュレータ
４のトランジスタのベース電流を制御して負荷の帯電器
の負荷直流成分を正極性から負極性まで広範囲に制御で
きる。
めには、電流制御回路のシリーズレギュレータ４の出力
電圧が広範囲に変化できる必要があるが、シリーズレギ
ュレータ４は複数のトランジスタＴＲ４，ＴＲ３の直列
回路として分圧し、各トランジスタ１個あたりの耐圧限
界によって制限されることのない回路構成となってお
り、検出回路３の検出出力を作動増幅器２によって基準
電圧ＶＲと比較した出力によってシリーズレギュレータ
４のトランジスタのベース電流を制御して負荷の帯電器
の負荷直流成分を正極性から負極性まで広範囲に制御で
きる。
【００３０】また従来例より簡単な構成であり、電力損
失が少ない。
失が少ない。
【００３１】（第２実施例）図４は、本発明の第２実施
例の回路図であり、第１実施例と同一または相当部分は
同一符号で示し、重複説明を省略する。
例の回路図であり、第１実施例と同一または相当部分は
同一符号で示し、重複説明を省略する。
【００３２】本実施例ではシリーズレギュレータ４に並
列に設けた抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値をその総和が第１実
施例での抵抗Ｒ１２の抵抗値となるように選ぶことによ
り、抵抗Ｒ１２を削除したものである。
列に設けた抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値をその総和が第１実
施例での抵抗Ｒ１２の抵抗値となるように選ぶことによ
り、抵抗Ｒ１２を削除したものである。
【００３３】トランジスタＴＲ３のベース，エミッタ間
抵抗Ｒ８の値は、抵抗Ｒ６，Ｒ７に対して十分に小さく
選ばれるので無視することができる。
抵抗Ｒ８の値は、抵抗Ｒ６，Ｒ７に対して十分に小さく
選ばれるので無視することができる。
【００３４】上記構成により、第１実施例と同様の効果
が得られる。
が得られる。
【００３５】（第３実施例）図５は、本発明の第３実施
例の回路図であり、第２実施例と同一または相当部分は
同一符号で示し、重複説明を省略する。
例の回路図であり、第２実施例と同一または相当部分は
同一符号で示し、重複説明を省略する。
【００３６】本実施例は、シリーズレギュレータ４の高
耐圧トランジスタＴＲ３，ＴＲ４として、高耐圧の電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ３，Ｑ４を用いて構成し
たものである。
耐圧トランジスタＴＲ３，ＴＲ４として、高耐圧の電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ３，Ｑ４を用いて構成し
たものである。
【００３７】差動増幅器２の出力によって、ＦＥＴ，Ｑ
３のゲート電圧が制御される。ゲートＧからソースＳ，
ドレインＤへの電流の漏れはないので、差動増幅器２の
電源をフローチングにする必要がなく、回路構成が簡略
となり、第１実施例と同様の効果を有する。
３のゲート電圧が制御される。ゲートＧからソースＳ，
ドレインＤへの電流の漏れはないので、差動増幅器２の
電源をフローチングにする必要がなく、回路構成が簡略
となり、第１実施例と同様の効果を有する。
【００３８】（第４実施例）図６は、本発明の第４実施
例の回路図であり、第３実施例と同一または相当部分は
同一部分で示し重複説明を省略する。
例の回路図であり、第３実施例と同一または相当部分は
同一部分で示し重複説明を省略する。
【００３９】第１および第２実施例においては、シリー
ズレギュレータ４に流す電流を多くするにつれて、シリ
ーズレギュレータ４にかかる電圧は下がっていくので、
トランジスタＴＲ４のベース電流は少なくなり、トラン
ジスタＴＲ４の飽和電圧がかなりのレベルになってしま
い、負荷電流の直流分の制御範囲が少なくなってしま
う。
ズレギュレータ４に流す電流を多くするにつれて、シリ
ーズレギュレータ４にかかる電圧は下がっていくので、
トランジスタＴＲ４のベース電流は少なくなり、トラン
ジスタＴＲ４の飽和電圧がかなりのレベルになってしま
い、負荷電流の直流分の制御範囲が少なくなってしま
う。
【００４０】このため、本実施例では、抵抗Ｒ６，Ｒ７
の接続点の電位を、トランジスタＴＲ４のベースにエミ
ッタフォロワーＴＲ５を介して、トランジスタＴＲ４の
ベースに与えるようにしたものである。エミッタフォロ
ワーＴＲ５のコレクタは、トランジスタＴＲ４のエミッ
タを基準にするフローチング電源ＥＦ２に接続される。
の接続点の電位を、トランジスタＴＲ４のベースにエミ
ッタフォロワーＴＲ５を介して、トランジスタＴＲ４の
ベースに与えるようにしたものである。エミッタフォロ
ワーＴＲ５のコレクタは、トランジスタＴＲ４のエミッ
タを基準にするフローチング電源ＥＦ２に接続される。
【００４１】トランジスタＴＲ３，ＴＲ４のベース抵抗
Ｒ６，Ｒ７は、それぞれの破壊電圧を上げるために数百
Ωから、数ＫΩの抵抗値が選んである。
Ｒ６，Ｒ７は、それぞれの破壊電圧を上げるために数百
Ωから、数ＫΩの抵抗値が選んである。
【００４２】図１１は、第４実施例のフローチング電源
（ＥＦ１，ＥＦ２）例を示す回路図である。
（ＥＦ１，ＥＦ２）例を示す回路図である。
【００４３】５は高周波発振回路であり、パルストラン
スＴ２を駆動する。そして、パルストランスＴ２の二次
側出力を整流して差動増幅器２のフローチング電源ＥＦ
１およびエミッタフロワーＴＲ５のフローチング電源と
した例である。
スＴ２を駆動する。そして、パルストランスＴ２の二次
側出力を整流して差動増幅器２のフローチング電源ＥＦ
１およびエミッタフロワーＴＲ５のフローチング電源と
した例である。
【００４４】上記構成により、シリーズレギュレータ４
を形成する高耐圧トランジスタＴＲ４，ＴＲ３のベース
電流による負荷電流可変範囲の制限を無くして、第１実
施例同様の効果を有する。
を形成する高耐圧トランジスタＴＲ４，ＴＲ３のベース
電流による負荷電流可変範囲の制限を無くして、第１実
施例同様の効果を有する。
【００４５】（第５実施例）図８は、第５実施例の回路
図であり、前記実施例と同一または相当部分は同一符号
で示し、重複説明を省略する。
図であり、前記実施例と同一または相当部分は同一符号
で示し、重複説明を省略する。
【００４６】第５実施例は、フローチング電源ＥＦ１，
ＥＦ２をパルストランスを用いずに、容量結合された整
流回路から得た例である。
ＥＦ２をパルストランスを用いずに、容量結合された整
流回路から得た例である。
【００４７】発振回路５の出力周波数は、極力高周波に
して整流回路と発振回路の結合容量ができるだけ小さく
できるようにする。即ち、本実施例では、５００ＫＨに
して結合容量Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４，Ｃ４５を１００
ＰＦにした。
して整流回路と発振回路の結合容量ができるだけ小さく
できるようにする。即ち、本実施例では、５００ＫＨに
して結合容量Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４，Ｃ４５を１００
ＰＦにした。
【００４８】上記構成により、フローチング電源を安価
に構成でき、ＡＣ高圧出力の減衰を最小にして、前記第
４実施例と同様の効果を有する。
に構成でき、ＡＣ高圧出力の減衰を最小にして、前記第
４実施例と同様の効果を有する。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、ＡＣ高圧トランスの二次側、高圧電流をダイオード
で正負の直流電流に分け、分流された片側に挿入した電
流制御回路によって負荷電流の直流成分が制御できる。
ば、ＡＣ高圧トランスの二次側、高圧電流をダイオード
で正負の直流電流に分け、分流された片側に挿入した電
流制御回路によって負荷電流の直流成分が制御できる。
【００５０】また、電流制御回路に並列に挿入した抵抗
の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似等価抵抗値の差よ
り大きいことにより正負の両極性範囲にわたって負荷電
流の直流分の制御ができる。
の抵抗値が、負荷帯電器の正負の疑似等価抵抗値の差よ
り大きいことにより正負の両極性範囲にわたって負荷電
流の直流分の制御ができる。
【００５１】シリーズレギュレータは複数のトランジス
タの直列回路として、各トランジスタ１個あたりの耐圧
限界によって制限されることのない回路構成となってお
り、検出回路の検出出力によってシリーズレギュレータ
のトランジスタのベース電流を制御して負荷帯電器の負
荷電流の直流成分を正極性から負極性まで広範囲に制御
できる。また従来例より簡単な構成であり、電力損失が
少ない。
タの直列回路として、各トランジスタ１個あたりの耐圧
限界によって制限されることのない回路構成となってお
り、検出回路の検出出力によってシリーズレギュレータ
のトランジスタのベース電流を制御して負荷帯電器の負
荷電流の直流成分を正極性から負極性まで広範囲に制御
できる。また従来例より簡単な構成であり、電力損失が
少ない。
【図１】 第１実施例の回路図である。
【図２】 第１実施例の電源回路および帯電器負荷の等
価回路図である。
価回路図である。
【図３】 第１実施例の帯電器の直流電圧電流特性図で
ある。
ある。
【図４】 第２実施例の回路図である。
【図５】 第３実施例の回路図である。
【図６】 第４実施例の回路図である。
【図７】 第４実施例のフローティング電源例を示す回
路図である。
路図である。
【図８】 第５実施例の回路図である。
【図９】 従来例の基本構成説明図である。
【図１０】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路図であ
る。
る。
【図１１】 ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧電流特性図で
ある。
ある。
【図１２】 分離帯電器の電圧電流特性図である。
【図１３】 固定ＤＣ−ＤＣコンバータを付加した従来
例説明図である。
例説明図である。
Ｄ１，Ｄ２ 高耐圧ダイオード Ｒ１２ 抵抗 Ｔ１ ＡＣ高圧トランス ＴＲ３，ＴＲ４ 高耐圧トランジスタ（シリーズレギュ
レータ） １ ＡＣ駆動回路 ２ 差動増幅器（制御手段） ３ 電流検出回路
レータ） １ ＡＣ駆動回路 ２ 差動増幅器（制御手段） ３ 電流検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−55948（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G03G 15/02 G03G 21/00 370 - 502
Claims (7)
- 【請求項１】 ＡＣ高圧トランス二次側巻線とグランド
間に、ダイオードと複数のトランジスタの直列回路から
なる電流制御回路と、該電流制御回路とは逆向きの電流
を流すためのダイオードと、負荷である帯電器の正負疑
似等価抵抗値の差より所定値だけ大きい抵抗を接続し、
且つ、負荷電流の直流分の検出回路を設け、該検出出力
によって前記電流制御回路トランジスタのベース電流を
制御する制御手段を備えたことを特徴とする画像形成装
置の高圧交流電源回路。 - 【請求項２】 電流制御回路の複数のトランジスタは、
各トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧が等しくな
るように、各トランジスタのベース電圧を抵抗で接続し
て、前記トランジスタ直列接続回路全体に掛かる電圧を
分圧することを特徴とする請求項１記載の画像形成装置
の高圧交流電源回路。 - 【請求項３】 電流制御回路の複数のトランジスタは電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることを特徴とす
る請求項１記載の画像形成装置の高圧交流電源回路。 - 【請求項４】 制御手段は、電流制御回路とグランド間
に挿入された検出回路の検出出力を所定の基準電圧と比
較して、電流制御回路の複数のトランジスタのうち最も
グランド側に位置するトランジスタのベース電流を制御
する高入力インピーダンスの差動増幅器からなり、該差
動増幅器の電源はフローチング回路構成とし、該差動増
幅器の作動電流及びその出力であるベース電流が前記検
出抵抗に流れないように接続されていることを特徴とす
る請求項１または２記載の画像形成装置の高圧交流電源
回路。 - 【請求項５】 電流制御回路の複数のトランジスタのう
ち、最もグランド側のトランジスタを除いた他のトラン
ジスタのベースは、フローチング電源による電流ソース
をもったエミッタフォロワーを介して、分圧抵抗に接続
されることを特徴とする請求項４記載の画像形成装置の
高圧交流電源回路。 - 【請求項６】 フローチング電源は、発振回路によって
交流出力を得、該交流出力を倍電圧整流することによっ
て構成することを特徴とする請求項４または５記載の画
像形成装置の高圧交流電源回路。 - 【請求項７】 フローチング電源は、高圧ＡＣトランス
の３次巻線を整流することによって得ることを特徴とす
る請求項４または５記載の画像形成装置の高圧交流電源
回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23125191A JP3195620B2 (ja) | 1991-09-11 | 1991-09-11 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
| DE69221644T DE69221644T2 (de) | 1991-01-08 | 1992-01-07 | Elektrische Stromversorgung |
| EP92100129A EP0494629B1 (en) | 1991-01-08 | 1992-01-07 | Electric power source |
| US08/215,399 US5532913A (en) | 1991-01-08 | 1994-03-21 | Electric power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23125191A JP3195620B2 (ja) | 1991-09-11 | 1991-09-11 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0572870A JPH0572870A (ja) | 1993-03-26 |
| JP3195620B2 true JP3195620B2 (ja) | 2001-08-06 |
Family
ID=16920692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23125191A Expired - Fee Related JP3195620B2 (ja) | 1991-01-08 | 1991-09-11 | 画像形成装置の高圧交流電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3195620B2 (ja) |
-
1991
- 1991-09-11 JP JP23125191A patent/JP3195620B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0572870A (ja) | 1993-03-26 |
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| JPH019270Y2 (ja) |
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