JPH04223707A - 電子装置用差分出力段 - Google Patents

電子装置用差分出力段

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JPH04223707A
JPH04223707A JP3091538A JP9153891A JPH04223707A JP H04223707 A JPH04223707 A JP H04223707A JP 3091538 A JP3091538 A JP 3091538A JP 9153891 A JP9153891 A JP 9153891A JP H04223707 A JPH04223707 A JP H04223707A
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differential
voltage
output voltage
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Jean-Pierre Bouzidi
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Alcatel CIT SA
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    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
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    • H03F1/32Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3211Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3081Duplicated single-ended push-pull arrangements, i.e. bridge circuits
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45Differential amplifiers
    • H03F3/45071Differential amplifiers with semiconductor devices only

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  • Synchronizing For Television (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電子装置、特に、電子装
置用差分出力段に係る。
【0002】
【従来の技術】電子装置用差分出力段は一般に、装置の
出力端子に対する接続状態の影響を受けない差分出力電
圧を得るための変換器を含んでいる。
【0003】特に可聴周波装置においてかかる変換器が
与える主な問題はその寸法である。通過帯域、負荷に伴
う出力レベルの変化、倍音ひずみ、などに関する変換器
の特性値は変換器の寸法が大きくなるほど改善されるの
で、この問題は極めて厄介である。
【0004】また、電子装置用、特に可聴周波装置用の
変換器を含まない差分出力段も公知である。かかる出力
段は、変換器を含む出力段と違って小型である。しかし
ながら、出力レベルが、出力端子に対する接続状態の影
響を受けるという欠点がある。例えば出力端子の1つが
アースされているとき、出力端子の各々は差分出力電圧
を1/2しか活用しないので、差分出力電圧は2分され
る。
【0005】
【発明が解決すべき課題】本発明の目的は、変換器を含
まず、しかも、出力端子の接続状態にかかわりなく、即
ち端子がアースされているか、無負荷であるかまたは負
荷されているかにかかわりなく、同じ差分出力電圧を得
ることが可能な電子装置用差分出力段を提供することで
ある。
【0006】本発明の別の目的は、出力端子がアースさ
れているときに差分出力電圧の可能なひずみを阻止し得
る可聴周波電子装置用差分出力段を提供することである
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力端子を出
力端子に夫々接続する2つのパスを有する2端子対回路
網を含む電子装置用差分出力段であって、該出力段が、
各パスから他方のパスに印加すべき負帰還電圧を発生さ
せる手段と、パスへの入力電圧と他方のパスからの負帰
還電圧との各パスで相等しい線形結合に等しい出力電圧
を各パス毎に与える手段とを含むことを特徴とする電子
装置用差分出力段を提供する。
【0008】
【実施例】図1に示す差分段は、出力端子A及びBを有
する2端子対回路網として構成されており、差分出力電
圧はVA −VB 〔VA は点Aの電圧、VB は点
Bの電圧〕である。この2端子対回路網は入力端子a及
びbを有し、各入力点における電圧はva及びvbで示
される。
【0009】この2端子対回路網は端子aを端子Aに接
続するパスa−Aに、加算回路1aを含み、回路1aは
夫々重み係数α1及びα2の2つの入力を有し、その入
力電圧の線形結合に等しい出力電圧vsA、即ち式:v
sA=α1va+α2vRB   (1)で示される出
力電圧を与える。式中のvRBはパスb−Bからパスa
−Aへの負帰還電圧を示し、加算回路2bの出力に得ら
れる。加算回路2bは、夫々重み係数α3及びα4の2
つの入力を有し、入力電圧の線形結合に等しい出力電圧
、即ち式: vRB=β3VB +β4vsB  (2)で示される
出力電圧を与える。式中の電圧vsBは加算回路1bの
出力に得られる電圧を示す。加算回路1bは夫々重み係
数β1及びβ2の2つの入力を有し、パスa−Aの加算
回路と同様にしてパスb−Bの加算回路に接続されてお
り、その入力電圧の線形結合に等しい出力電圧vsB、
即ち式: vsB=β1vb+β2vRA   (3)で示される
出力電圧を与える。式中のvRAはパスa−Aからパス
b−Bへの負帰還電圧を示し、加算回路2aの出力に得
られる。加算回路2aは、夫々重み係数α3及びα4を
有する2つの入力を有し、その入力電圧の線形結合に等
しい出力電圧、即ち式: vRA=α3VA +α4vsA  (4)で示される
出力電圧を与える。
【0010】パスa−Aの加算回路1aの出力と係数α
4を有する加算回路2aの入力との共有点と係数α3を
有する加算回路2aの入力との間に抵抗raが配置され
ている。
【0011】パスb−Bの加算回路1bの出力と係数β
4を有する加算回路2bの入力との共有点と係数β3を
有する加算回路2bの入力との間に抵抗rbが配置され
ている。
【0012】等式(1)、(2)、(3)及び(4)か
ら等式: α3VA =−α1α4va−α2α4vRB+vRA
β3VB =−β1β4vb−β2β4vRA+vRB
が得られる。
【0013】これらを減算すると、式:となる。
【0014】係数α1〜α4及びβ1〜β4に以下の条
件:α3=β3=γ α1α4/γ=β1β4/γ=−k α4α2=−1 β4β2=−1 〔式中、γ及びkは正または負の定数〕を適用すると、
パスa−A及びb−Bの出力電圧VA 及びVB はの
各々は夫々、該パスへの入力電圧と適当な負帰還電圧v
RAまたはvRBとの同じ線形結合に等しい値となり、
両者の差は式:VA−VB =k(va−vb)   
           (5)で示される。この式は、
kが所与の値のとき差分出力電圧VA−VB は差分入
力電圧va−vbのみに従属し、従って出力端子A及び
Bの接続条件にかかわりなく同じ値であることを示す。
【0015】特に、出力端子Bがアースに接続されてい
るとき、VA はk(va−vb)に等しい値に維持さ
れるが、VB は0に等しい値になる。同様に出力端子
Aがアースに接続されているとき、VB はk(vb−
va)に等しい値に維持されるがVA は0に等しい値
である。
【0016】図2は、図1に示す差分出力段で、等式V
A−VB=k(va−vb)を実現する適当な回路の詳
細図である。
【0017】この実施例で、加算回路1aは、抵抗群R
1a,R2a,R3a及びR4aを介して加算器として
接続された差動増幅器である。
【0018】同様に、加算回路1bも、抵抗群R1b,
R2b,R3b及びR4bを介して加算器として接続さ
れた差動増幅器である。
【0019】加算回路2aは、抵抗群R5a,R6a,
R7a及びR8aを介して減算器として接続された差動
増幅器である。
【0020】加算回路2bは同様に、抵抗群R5b,R
6b,R7b及びR8bを介して減算器として接続され
た差動増幅器である。
【0021】より詳細には、差動増幅器1aは、以下の
ごとく接続されている。その非反転(+)入力は、第一
に、抵抗R3aを介して入力電圧vaを受容し、第二に
抵抗R4aを介して負帰還電圧vRBを受容する。その
反転(−)入力は、第一に抵抗R2aを介して基準電位
即ち0Vを受容し、第二に負帰還抵抗R1aを介してそ
れ自体の出力電圧vsAを受容する。
【0022】差動増幅器2aは以下のごとく接続されて
いる。その非反転入力は、抵抗R6aを介して基準電位
0Vを受容し、抵抗R5aを介して出力電圧VA を受
容する。そのマイナス入力は、抵抗R7aを介して差動
増幅器1aの出力電圧vsAを受容し、負帰還抵抗R8
aを介してそれ自体の出力電圧を受容する。
【0023】差動増幅器1b及び2bは符号a及びAが
符号b及びBで置換されただけで前記増幅器1a及び2
aと同様に接続されている。増幅器のオフセット電圧は
、抵抗R4a及びR4bと直列にコンデンサを接続する
ことによって除去され得る。
【0024】抵抗値raは、パスa−Aの抵抗R5a及
びR7aの端子間に接続された抵抗によって与えられる
【0025】抵抗値rbは同様に、パスb−Bの抵抗R
5b及びR7bの端子間に接続された抵抗によって与え
られる。
【0026】この回路で使用される抵抗値は:R1a=
R2a R3a=R4a R5a=R6a R7a=R8a R1b=R2b R3b=R4b R5b=R6b R7b=R8b である。
【0027】これらの条件下に等式(1)、(2)、(
3)及び(4)は α1=α2=α3=β1=β2=β3=1及びα4=β
4=−1を満足させるので、パスa−A及びb−Bの出
力電圧VA 及びVB は式: VA =va+(vRB+vRA) VB =vb+(vRA+vRB) で示すができ、その差は式: VA −VB =va−vb で得られる値であり、定数kは1に等しい。
【0028】しかしながら、図2に示す回路において、
出力端子の1つがアースされているときは、差分出力電
圧のひずみが生じるであろう。
【0029】出力端子の1つ(例えば端子B)がアース
されているとき、対応する増幅器(図示の実施例では増
幅器1b)の出力は極めて小さい抵抗値を介してアース
に接続されている。電圧vbが変化しないので、要求さ
れる電流vsB/rbは(vb+vRA)/rbに等し
く、これは増幅器1bが送出し得る最大電流を上回る値
である。このため、増幅器によって送出される電圧vs
Bが制限され、電圧vbとvRAとの和に等しい値にな
らない。 その結果として、能動に維持される回路の出力、即ち出
力Aにひずみが現れる。場合によっては、関係する増幅
器が損傷されることもあり得る。
【0030】この欠点を是正する1つの解決方法では、
増幅器1a及び1bの寸法をオーバーサイズにする。
【0031】この欠点を是正するより有利な別の解決方
法は、図3の回路によって与えられる。
【0032】図2と同じ参照符号で示された回路素子に
加えて、図3の回路は更に、パスa−A及びb−Bの夫
々に挿入された2つの差動増幅器3a及び3bを含む。 増幅器3aは、抵抗R5a及びR7aの端子間で抵抗r
aに直列に接続され、増幅器3bは、抵抗R5b及びR
7bの端子間で抵抗rbに直列に接続されている。
【0033】差動増幅器3a及び3bは、回路の対応す
る出力端子がアースされているときにこれらの差動増幅
器の飽和を阻止して、0出力電圧を送出するように接続
されている。
【0034】より詳細には、増幅器3aは以下のごとく
接続されている。その非反転入力は、抵抗R10aを介
して増幅器1aの出力に接続され、抵抗R9aを介して
増幅器2aの出力に接続されている。その反転入力は、
抵抗R11aを介して基準電位0Vに接続され、負帰還
抵抗R12aを介してそれ自体の出力に接続されている
【0035】増幅器3bは増幅器3aと同様に接続され
ており、参照符号のaがbに置換されるだけである。
【0036】増幅器3a及び3bについて以下の式が成
立する。vsA及びvsBは夫々、増幅器3a及び3b
の出力電圧を示し、v’a及びv’bは夫々、増幅器1
a及び1bの出力電圧を示す。
【0037】(v’aR9a+vRAR10a)/(R
9a+R10a)=vsA×R11a/(R11a+R
12a)  (6)(v’bR9b+vRBR10b)
/(R9b+R10b)=vsB×R11b/(R11
b+R12b)  (7)上の式に以下の式: ga=1+R12a/R11a xa=R9a/R10a gb=1+R12b/R11b xb=R9b/R10b を代入する。
【0038】式(6)及び(7)は式:vsA=v’a
gaxa/(1+xa)+vRAga/(1+xa) 
 (8)vsB=v’bgbxb/(1+xb)+vR
Bgb/(1+xb)  (9)となる。
【0039】従って増幅器1a及び2aの動作を式:v
a+vRB=v’a               (
10)va’+vRA=VA            
   (11)で示すことができ、増幅器1b及び2b
の動作を式:vb+vRA=v’b         
      (12)v’b+vRB=VB     
          (13)で示すことができる。
【0040】図2の回路と同様に、式(10)、(11
)及び式(12)、(13)から式:VA =va+(
vRB+vRA) VB =vb+(vRA+vRB) が得られる。その結果として式: VA −VB =va−vb が得られる。従ってこの値は、ga、gb、xa及びx
bから独立している。対称性を得るためには:ga=g
b=g xa=xb=x を選択するのが有利である。
【0041】式(10)、(11)、(12)及び(1
3)から得られた式を置換するとvRA及びvRBは:
vRA=VA −(Va+vRB) vRB=VB −(vb+vRA) となる。式(8)及び(9)に式(11)及び(13)
のv’a及びv’bを代入すると: vsA=(va+vRB)gx/(1+x)+[VA 
−(va+vRB)]g/(1+x) (14)vsB
=(vb+vRA)gx/(1+x)+[VB −(v
b+vRA)]g/(1+x) (15)が得られる。
【0042】図2の回路と違って、出力端子の1つ、例
えば端子Bがアースされているとき、即ちVB =0の
とき、以下の値が得られる(式(15)のVB =0)
:vsB=(vb+vRA)gx/(1+x)−(vb
+vRA)g/(1+x)即ちvsB=〔(vb+vR
A)g/(1+x)〕(x−l) である。
【0043】抵抗R9、R10、R11及びR12は、
x=1+ε(但し、0<ε<<1) g〜2となるように選択される。
【0044】これらの条件下に電圧vsBは:vsB=
(vb+vRA)ε に制限される。
【0045】抵抗rbを介して出力端子Bに接続された
増幅器、即ち図3の増幅器3bで要求される(vb+v
RA)ε/rbに等しい電流vsB/rbは、図2の回
路の電流を係数εで除算した値である。従って、増幅器
3bの寸法をオーバーサイズにすることなくその飽和を
阻止することが可能である。
【0046】勿論、出力端子Aがアースされている場合
には増幅器3aについて同様の結果が得られる。
【0047】上記のごとく式: VA −VB =va−vb がxa及びxbの値並びにga及びgbの値にかかわり
なく成立する。しかしながら、負帰還電圧vRA及びv
RBが夫々、抵抗R9a及びR9bを介してそれ自体に
ループしており、また、互いにループしているので、こ
の回路は不安定になる危険がある。
【0048】安定条件は、入力電圧va及びvbが存在
しないときに計算されたこれらの負帰還電圧のオープン
ループ利得に関係する。
【0049】回路を安定に維持するためのオープンルー
プ利得Tは: │T│<1 となる値でなければならない。
【0050】この利得は、vRAs/vRAeによって
示される。式中のvRAsは、図4に示すように、入力
負帰還電圧vRAeから生じる出力負帰還電圧である。 図4の増幅器1a、1b、2a、2b、3a及び3bは
、夫々が実行する加算機能によって記号で示されており
、更に加算回路3a及び3bの入力に係数x/(1+x
)及び1/(1+x)が夫々与えられ、出力にgが与え
られる。
【0051】回路は式: vRAs=vRB.F vRB=vRAe.F 即ちvRAs/vRAe=F2 によって定義でき、Fは加算回路によって行なわれる関
数及び各パスに与えられる係数を示す。
【0052】ra=rbの場合にδ=VA /vsA=
VB /vsBとすると式: vRB=vsBδ−vRAe vsB=vRBg/(1+x)+vRAegx/(1+
x)が得られ、更に式: F=〔gδx−(1+x)〕/〔(1+x)−gδ〕が
得られる。
【0053】安定条件は: │vRAs/vRAe│<1 であり、これを約分すると、 −1<F<1 になる。
【0054】この条件を満たすために2つの可能性があ
る。即ち:x>1でgδ<2である場合、または、x<
1でgδ>2である場合である。
【0055】加算回路2aまたは2bの出力を加算回路
3a及び3bの入力の1つに再ループすることによって
各パスに形成させた局部ループの安定性の検査は、上述
のごとき回路の総ループの安定性の検査と同様に行なう
ことができ、その結果として追加の条件:gδ<1+x が生じる。
【0056】この条件は上記の2つの可能性のうちの最
初の条件、即ち: x>1(即ちR9a>R10a及びR9b>R10b)
でgδ<2という条件とだけ両立し得る。即ち、δが1
未満の1に近い値のとき、 R12a≦R11a及びR12b≦R11bである。
【0057】抵抗R9a、R9b、R10a、R10b
、R11a、R12a、R11b及びR12bの値は:
R9a/R10a=1+εa(但し、0<εa<<1)
R9b/R10b=1+εb(但し、0<εb<<1)
R12a/R11a=1−ε’a(但し、0≦ε’a<
<1)R12b/R11b=1−ε’b(但し、0≦ε
’b<<1)となり且つ増幅器1a及び1bの飽和の危
険が完全に除去されるように選択される。分かり易いよ
うに、εa=εb及びε’a=ε’bの場合、即ち、v
=va=−vbで例えばv>0の場合を考える。
【0058】2つのパスa−A及びb−Bが対称動作す
る条件の場合、関数Fが両方のパスで等しい値を有する
ので、電圧v’a及びv’bは式: v’a=v/(1+F) v’b=−v/(1+F) で示すことができる。
【0059】増幅器1a及び1bの飽和の危険を完全に
阻止するために、電圧v’a及びv’bの絶対値は2v
を上回ってはならない。従って、安定条件−1<F<1 を考慮にいれると、 −1/2≦F<1 でなければならない。
【0060】出力端子の1つ、例えば端子Bがアースさ
れているとき、VB /vsBが0なので部Bに関する
関数Fは−1に等しく、部Aに関する関数Fの値は上記
の場合に等しい。従って電圧v’a及びv’bは:v’
a=2v/(1+F) v’b=−v(1−F)/(1+F) で示される。
【0061】電圧v’a及びv’bの絶対値が2vを上
回ってはならないという条件から、Fは負の値になって
はならない。従って、安定条件を考慮して展開すると:
gδ<1+x 及び gδ≧(1+x)/xであるが、δが1より小さい1に
近い値なので g≧(1+x)/x である。
【0062】図3の差動段が対称回路であるのが望まし
いときは、2つのパスの対応する抵抗R1〜R12を同
じ抵抗値にする。
【0063】しかしながら、構成素子の実効値に誤差が
あるときは、出力端子Aの出力値と出力端子Bの出力値
との間にある程度の非対称が存在するので、差分出力電
圧VA −VB が生じる。
【0064】この誤差の影響を最小にするためにF=0
、即ち: gδ=(1+x)/x とする。δが1に近い値なので: g=(1+x)/x となり、実質的に: R12/R11=R10/R9 となる。
【0065】上記の回路は、入力a及びbに電圧va及
びvbが印加されるものとして説明した。v=va−v
bとし、これをパスa−Aの非反転入力及びパスb−B
の反転入力に与えることによって、これらの回路の挙動
を変えないで維持することが可能である。この変形によ
れば、上流側に電圧va及びvbの発生手段を付加する
必要がない。
【0066】これらの回路は更に、抵抗ra及びrbと
直列の保護素子(Transil過渡サプレッサ、ダイ
オード、サーミスタ、...)を備えてもよく、これに
より変換回路によって得られる保護レベルと等価の保護
レベルが得られる。
【0067】また、これらの回路が対称性を有するので
、共通モードでも差動モードでもひとしい保護レベルが
得られる。
【0068】更に、2つの出力端子がアースされている
とき、各パスの出力電圧vsA及びvsBは制限され、
これにより出力増幅器によって送出されるパワーが確実
に制限される。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は本発明の差分出力段の第1実施例の基本
概略図である。
【図2】図2は図1の第1実施例の回路の詳細図である
【図3】図3は本発明の差分出力段の第2実施例の回路
の詳細図である。
【図4】図4は図3の差分出力段の記号図である。
【符号の説明】
1  差分出力段 a,b  入力端子 A,B  出力端子 a−A,b−B  パス

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】  入力端子を出力端子に夫々接続する2
    つのパスを有する2端子対回路網を含む電子装置用差分
    出力段であって、各パスから他方のパスに印加すべき負
    帰還電圧を発生させる手段と、パスへの入力電圧と他方
    のパスからの負帰還電圧との各パスで相等しい線形結合
    に等しい出力電圧を各パス毎に与える手段とを含むこと
    を特徴とする電子装置用差分出力段。
  2. 【請求項2】  各パスが、考察中のパスの入力電圧と
    他方のパスからの負帰還電圧とを加算する第1手段と、
    考察中のパスの出力電圧を第1手段の出力電圧から減算
    する第2手段とを含み、前記第2手段の出力電圧が、考
    察中のパスから他方のパスに印加される負帰還電圧を構
    成することを特徴とする請求項1に記載の差分段。
  3. 【請求項3】  第1手段が、加算器として接続された
    第1の差動増幅器を含み、第2手段が、減算器として接
    続された第2の差動増幅器を含むことを特徴とする請求
    項1に記載の差分段。
  4. 【請求項4】  各パスが、第1差動増幅器の出力とパ
    スの出力との間に付加的手段を含み、該付加的手段は、
    パスの出力がアースされているときに、前記第1差動増
    幅器からの出力電圧を不変に維持する機能と該付加的手
    段から極めて低い出力電圧を与える機能とを同時に果た
    すことを特徴とする請求項3に記載の差分段。
  5. 【請求項5】  前記付加的手段が、他方のパスに与え
    るべき考察中のパスの負帰還電圧を当該パスの第1差動
    増幅器の出力電圧に加算する手段を含むことを特徴とす
    る請求項4に記載の差分段。
  6. 【請求項6】  他方のパスに与えるべき考察中のパス
    の負帰還電圧を当該パスの第1差動増幅器の出力電圧に
    加算する前記手段が、等式: (v’R9+vRR10)/(R9+R10)=vs×
    R11/(R11+R12)〔式中、vsは前記第3差
    動増幅器の出力電圧、v’は考察中のパスの前記第1差
    動増幅器の出力電圧、vRは他方のパスに与えるべき考
    察中のパスの負帰還電圧を示す〕を満足させるように選
    択された抵抗群R9、R10、R11及びR12を介し
    て接続された第3の差動増幅器を含み、更に、 R9/R10=1+ε(但し、0<ε<1)、及び、R
    12/R11=1−ε’(但し、0≦ε<<1)である
    ことを特徴とする請求項5に記載の差分段。
  7. 【請求項7】  2つのパスの前記の第1、第2及び第
    3の差動増幅器が、両方のパスで同じ公称抵抗値を有す
    る抵抗を介して両方のパスで夫々同様に接続されており
    、2つのパスの前記抵抗R9、R10、R11及びR1
    2が、式:R12/R11=R10/R9で示される関
    係を実質的に有するように選択されていることを特徴と
    する請求項6に記載の差分段。
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