JPH04208066A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH04208066A JPH04208066A JP33737290A JP33737290A JPH04208066A JP H04208066 A JPH04208066 A JP H04208066A JP 33737290 A JP33737290 A JP 33737290A JP 33737290 A JP33737290 A JP 33737290A JP H04208066 A JPH04208066 A JP H04208066A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coil
- voltage
- main switch
- rectifier
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000002356 single layer Substances 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- Y02B70/1425—
-
- Y02B70/1433—
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しく
は、小型かつ安価に構成することが出来るフォワード方
式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
は、小型かつ安価に構成することが出来るフォワード方
式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
第５図は、特開平２−６５６５９号公報に開示されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す。 このＤＣ−ＤＣコンバータ５１では、トランジスタＴｒ
をオンしてコイルしに電流を流（７、エネルギーをＤＣ
電源ＥｂからコイルＬに蓄積する。 次いで、トランジスタＴｒをオフすると、コイルＬと共
振コンデンサＣにより共振を生じる。コイルＬの電圧が
ＤＣ電源Ｅｂと逆向きになると、コイルＬに蓄積された
エネルギーが、整流器ＤＤを通じて、ＤＣ出力として、
平滑コンデンサＣＦに移り、さらに負荷ＲＬに供給され
る。 トランジスタＴｒのオン・オフ周期を一定とし、オン期
間を調節することで、ＤＣ出力を安定化することが出来
る。 一方、トランジスタＴｒをオフとした時に、スイッチＳ
をオンとすると、コイルしに蓄積されたエネルギーによ
る電流がダイオードＤを通［７て流れるので、その間は
共振が停止する。
Ｃ−ＤＣコンバータを示す。 このＤＣ−ＤＣコンバータ５１では、トランジスタＴｒ
をオンしてコイルしに電流を流（７、エネルギーをＤＣ
電源ＥｂからコイルＬに蓄積する。 次いで、トランジスタＴｒをオフすると、コイルＬと共
振コンデンサＣにより共振を生じる。コイルＬの電圧が
ＤＣ電源Ｅｂと逆向きになると、コイルＬに蓄積された
エネルギーが、整流器ＤＤを通じて、ＤＣ出力として、
平滑コンデンサＣＦに移り、さらに負荷ＲＬに供給され
る。 トランジスタＴｒのオン・オフ周期を一定とし、オン期
間を調節することで、ＤＣ出力を安定化することが出来
る。 一方、トランジスタＴｒをオフとした時に、スイッチＳ
をオンとすると、コイルしに蓄積されたエネルギーによ
る電流がダイオードＤを通［７て流れるので、その間は
共振が停止する。
上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、フライバック
方式であるため、整流器ＤＤを介して平滑コンデンサＣ
Ｆに流れる充電電流のピーク値が大きくなり、コイルＬ
、整流器ＤＤ、平滑コンデンサＣＦの全てについて電流
規格の大きなものを使用しなければならない問題点があ
る。 また、トランジスタＴｒがオンしている期間中にコイル
しに出力エネルギーの約２倍のエネルギーを蓄積する必
要があるため、コイルＬを大きくしなければならない問
題点がある。 また、電流のピーク値が大きいことから、ノイズの発生
が多くなる問題点がある。 そこで、この発明の目的は、コイル、整流器等の電流規
格か小さくて済み、小型化可能であり、さらに、ノイズ
の発生の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。
方式であるため、整流器ＤＤを介して平滑コンデンサＣ
Ｆに流れる充電電流のピーク値が大きくなり、コイルＬ
、整流器ＤＤ、平滑コンデンサＣＦの全てについて電流
規格の大きなものを使用しなければならない問題点があ
る。 また、トランジスタＴｒがオンしている期間中にコイル
しに出力エネルギーの約２倍のエネルギーを蓄積する必
要があるため、コイルＬを大きくしなければならない問
題点がある。 また、電流のピーク値が大きいことから、ノイズの発生
が多くなる問題点がある。 そこで、この発明の目的は、コイル、整流器等の電流規
格か小さくて済み、小型化可能であり、さらに、ノイズ
の発生の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。
この発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ電源とコイル
と主スイッチとを直列接続し、前記主スイッチに共振コ
ンデンサを並列接続し、前記主スイッチがオンの時に前
記コイルまたはそれと磁気的に結合した他のコイルの両
端からＤＣ出力を取り出すように前記コイルまたは前記
他のコイルに整流器を接続し、さらに、前記コイルおよ
び前記他のコイルに蓄積されたエネルギーによる電流を
前記主スイッチがオフの時に流すように前記コイルまた
は前記他のコイルに並列に制御スイッチを接続したこと
を構成上の特徴とするものである。
と主スイッチとを直列接続し、前記主スイッチに共振コ
ンデンサを並列接続し、前記主スイッチがオンの時に前
記コイルまたはそれと磁気的に結合した他のコイルの両
端からＤＣ出力を取り出すように前記コイルまたは前記
他のコイルに整流器を接続し、さらに、前記コイルおよ
び前記他のコイルに蓄積されたエネルギーによる電流を
前記主スイッチがオフの時に流すように前記コイルまた
は前記他のコイルに並列に制御スイッチを接続したこと
を構成上の特徴とするものである。
この発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチがオ
ンの時に整流器を介してＤＣ出力を取り出す方式（フォ
ワード方式）である。 この方式では、コイルや整流器に流れる電流のピーク値
は小さくなり、電流規格の小さなものを用いることが出
来るようになる。 また、出力エネルギーをコイルに蓄積するのではないた
め、小さなコイルを用いることが出来るようになる。 さらに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生も
少なくなる。
ンの時に整流器を介してＤＣ出力を取り出す方式（フォ
ワード方式）である。 この方式では、コイルや整流器に流れる電流のピーク値
は小さくなり、電流規格の小さなものを用いることが出
来るようになる。 また、出力エネルギーをコイルに蓄積するのではないた
め、小さなコイルを用いることが出来るようになる。 さらに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生も
少なくなる。
以下、図に示す実施例によりこの発明をさらに詳細に説
明する。なお、これによりこの発明が限定されるもので
はない。 第１図（ａ）（ｂ）は、この発明の第１実施例のＤＣ−
ＤＣコンバータ１を示すもので、（ａ）は構成要素の符
号を示し、（ｂ）は回路の各部における信号の符号を示
している。 このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ電源Ｅｂとコイル
Ｌ１と主スイッチＱ１とを直列接続し、主スイッチＱ１
にダイオードＤ１および共振コンデンサＣ１を並列接続
し、主スイッチＱ１がオンの時にコイルＬｌの両端から
整流器ＤＤを介してＤＣ出力を取り出し、フィルタＦを
介して負荷Ｒ１に供給する基本構造である。 コイルＬ１には、制御スイッチＱ２およびダイオードＤ
２が接続され、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによ
る電流を、主スイッチＱ１がオフの時に流すようにして
いる。 制御回路２は、主スイッチＱ１を一定の周期でオン・オ
フすると共に、出力電圧に応じてオン期間を調整し、安
定化を図る。また、制御スイッチＱ２のオン期間を調整
し、主スイッチＱ１のオン期間とコイルＬ１および共振
コンデンサＣ１による共振特性とを適合させる。 次に、第２図を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作
を説明する。 時刻ｔ１で信号ＶＢＩにより主スイッチＱ１をオンする
と、コイルＬ１の両端電圧ＶＬＩはＤＣ電源Ｅｂの電圧
となり、整流器ＤＤを介してＤＣ出力がフィルタＦに送
られる。 コイルＬ１を流れる電流ＩＬＬは直線的に増加する。 このとき、制御回路２は信号ＶＢ２により制御スイッチ
Ｑ２をオンしているが、ダイオードＤ２には逆方向電圧
がかかるため、電流は流れない。 時刻ｔ２で、制御回路２が信号Ｖｂｌにより主スイッチ
Ｑ１をオフすると、主スイッチＱ１に流れていた電流は
共振コンデンサＣ１に移る。そこで、コイルＬ１と共振
コンデンサＣ１の共振特性に従って、共振コンデンサＣ
１−の両端電圧ＶＣＩが上昇し、一方、コイノ１州７１
の両端電圧ＶＬＩは減少する。 このため、整流器ＤＤがオフし、ＤＣ出力がフィルタＦ
に送られなくなる。 共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１かＤ Ｃ電源Ｅｂの電
圧より大きくなりコイルＬ １の両端電圧Ｖｌ、１がわ
すかに負になると、ダイオードＤ２がオンし、コイルＬ
１と共振コンデンサＣ１による共振を停止させる。これ
により、コイルＬ１の両端電圧ＶＬ１はほぼＯに維持さ
れ、電流ＩＬＩは一定に維持され、共振コンデンサｖＣ
１の電圧もほぼ一定に維持される。 時刻ｔ４において、信号ＶＢ２により制御スイッチＱ２
がオフされると、コ・イルＬ１と共振コンデンサＣ１の
共振動作が再開され、共振コンデンサＣ１の両端電圧■
Ｃ１が上昇し、逆にコイルＬ１の両端電圧ＶＬＩは負に
なる。コイルＬ１を流れる電流ＩＬＩは、向きが逆にな
る。 共振のために、コンデンサＣ１の電圧■Ｃ１か負になる
と、ダイオードＤ］がオンとなり、コイルＬ１を流れる
電流ＩＬＬは直線的に増加する。 この後、前記時刻ｔ１からの動作が繰り返される。 フィルタＦは、主スイッチＱ１がオンの期間中に整流器
ＤＤから供給される電流を平滑化し、負荷ＲＬに供給す
る。 そこで、制御回路２は、主スイッチＱ１のオン・オフの
繰り返し周期Ｔ］−は一定とし、一方、出力電圧に応じ
て主スイッチＱ１のオン期間を調整し、安定化を行なう
。 上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、フォワード方式
であるため、コイルＬ １や整流器ＤＤを流れる電流の
ピーク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使える
ようになる。 また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＬ１に蓄積し
ないから、コイルＬ１として小型のものを用いることが
出来るようになる。 さらに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生が
少なくなる。 次に、第３図は、この発明のＤ（、ＤＣコンバータの第
２実施例を示す回路図である。 このＤＣ−ＤＣコンバータ１１では、１ＪｅＤｃ−ＤＣ
コンバータ１におけるコイルＬ１に変えて、トランスの
一層巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２を用いている点が異なるが
、その他は同じ構成である。 次に、第４図は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第
３実施例の回路図である。 このＤＣ−ＤＣコンバータ２１か上記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１１と異なる点は、ダイオードＤおよび制御スイッ
チＱ２が一次側にあるか二次側にあるかの違いである。 【発明の効果］ この発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、フォワード
方式であるため、電流規格の小さい部品を用いることが
出来る。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルに蓄
積しないため、小型のコイルを用いることが出来る。さ
らに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生を少
なく出来る。
明する。なお、これによりこの発明が限定されるもので
はない。 第１図（ａ）（ｂ）は、この発明の第１実施例のＤＣ−
ＤＣコンバータ１を示すもので、（ａ）は構成要素の符
号を示し、（ｂ）は回路の各部における信号の符号を示
している。 このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ電源Ｅｂとコイル
Ｌ１と主スイッチＱ１とを直列接続し、主スイッチＱ１
にダイオードＤ１および共振コンデンサＣ１を並列接続
し、主スイッチＱ１がオンの時にコイルＬｌの両端から
整流器ＤＤを介してＤＣ出力を取り出し、フィルタＦを
介して負荷Ｒ１に供給する基本構造である。 コイルＬ１には、制御スイッチＱ２およびダイオードＤ
２が接続され、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによ
る電流を、主スイッチＱ１がオフの時に流すようにして
いる。 制御回路２は、主スイッチＱ１を一定の周期でオン・オ
フすると共に、出力電圧に応じてオン期間を調整し、安
定化を図る。また、制御スイッチＱ２のオン期間を調整
し、主スイッチＱ１のオン期間とコイルＬ１および共振
コンデンサＣ１による共振特性とを適合させる。 次に、第２図を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作
を説明する。 時刻ｔ１で信号ＶＢＩにより主スイッチＱ１をオンする
と、コイルＬ１の両端電圧ＶＬＩはＤＣ電源Ｅｂの電圧
となり、整流器ＤＤを介してＤＣ出力がフィルタＦに送
られる。 コイルＬ１を流れる電流ＩＬＬは直線的に増加する。 このとき、制御回路２は信号ＶＢ２により制御スイッチ
Ｑ２をオンしているが、ダイオードＤ２には逆方向電圧
がかかるため、電流は流れない。 時刻ｔ２で、制御回路２が信号Ｖｂｌにより主スイッチ
Ｑ１をオフすると、主スイッチＱ１に流れていた電流は
共振コンデンサＣ１に移る。そこで、コイルＬ１と共振
コンデンサＣ１の共振特性に従って、共振コンデンサＣ
１−の両端電圧ＶＣＩが上昇し、一方、コイノ１州７１
の両端電圧ＶＬＩは減少する。 このため、整流器ＤＤがオフし、ＤＣ出力がフィルタＦ
に送られなくなる。 共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１かＤ Ｃ電源Ｅｂの電
圧より大きくなりコイルＬ １の両端電圧Ｖｌ、１がわ
すかに負になると、ダイオードＤ２がオンし、コイルＬ
１と共振コンデンサＣ１による共振を停止させる。これ
により、コイルＬ１の両端電圧ＶＬ１はほぼＯに維持さ
れ、電流ＩＬＩは一定に維持され、共振コンデンサｖＣ
１の電圧もほぼ一定に維持される。 時刻ｔ４において、信号ＶＢ２により制御スイッチＱ２
がオフされると、コ・イルＬ１と共振コンデンサＣ１の
共振動作が再開され、共振コンデンサＣ１の両端電圧■
Ｃ１が上昇し、逆にコイルＬ１の両端電圧ＶＬＩは負に
なる。コイルＬ１を流れる電流ＩＬＩは、向きが逆にな
る。 共振のために、コンデンサＣ１の電圧■Ｃ１か負になる
と、ダイオードＤ］がオンとなり、コイルＬ１を流れる
電流ＩＬＬは直線的に増加する。 この後、前記時刻ｔ１からの動作が繰り返される。 フィルタＦは、主スイッチＱ１がオンの期間中に整流器
ＤＤから供給される電流を平滑化し、負荷ＲＬに供給す
る。 そこで、制御回路２は、主スイッチＱ１のオン・オフの
繰り返し周期Ｔ］−は一定とし、一方、出力電圧に応じ
て主スイッチＱ１のオン期間を調整し、安定化を行なう
。 上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、フォワード方式
であるため、コイルＬ １や整流器ＤＤを流れる電流の
ピーク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使える
ようになる。 また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＬ１に蓄積し
ないから、コイルＬ１として小型のものを用いることが
出来るようになる。 さらに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生が
少なくなる。 次に、第３図は、この発明のＤ（、ＤＣコンバータの第
２実施例を示す回路図である。 このＤＣ−ＤＣコンバータ１１では、１ＪｅＤｃ−ＤＣ
コンバータ１におけるコイルＬ１に変えて、トランスの
一層巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２を用いている点が異なるが
、その他は同じ構成である。 次に、第４図は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第
３実施例の回路図である。 このＤＣ−ＤＣコンバータ２１か上記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１１と異なる点は、ダイオードＤおよび制御スイッ
チＱ２が一次側にあるか二次側にあるかの違いである。 【発明の効果］ この発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、フォワード
方式であるため、電流規格の小さい部品を用いることが
出来る。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルに蓄
積しないため、小型のコイルを用いることが出来る。さ
らに、電流のピーク値が小さいため、ノイズの発生を少
なく出来る。
第１図（ａ）（ｂ）はこの発明の第ｊ実施例の模式的回
路図、第２図は第１図に示す実施例回路の各部の信号の
模式的タイムチャート、第３図はこの発明の第２実施例
の模式的回路図、第４図はこの発明の第３実施例の模式
的回路図、第５図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの模式
的回路図である。 （符号の説明） ２・・・制御回路 Ｅｂ・・・ＤＣ電源 Ｌ １・・・コイル Ｌ２・・・コイル Ｑｌ・・・主スイッチ Ｑ２・・・制御スイッチ ＤＩ、Ｄ２・・・ダイオード ＣＩ・・・共振コンデンサ ＤＤ・・・整流器。
路図、第２図は第１図に示す実施例回路の各部の信号の
模式的タイムチャート、第３図はこの発明の第２実施例
の模式的回路図、第４図はこの発明の第３実施例の模式
的回路図、第５図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの模式
的回路図である。 （符号の説明） ２・・・制御回路 Ｅｂ・・・ＤＣ電源 Ｌ １・・・コイル Ｌ２・・・コイル Ｑｌ・・・主スイッチ Ｑ２・・・制御スイッチ ＤＩ、Ｄ２・・・ダイオード ＣＩ・・・共振コンデンサ ＤＤ・・・整流器。
Claims (1)
- １.ＤＣ電源とコイルと主スイッチとを直列接続し、前
記主スイッチに共振コンデンサを並列接続し、前記主ス
イッチがオンの時に前記コイルまたはそれと磁気的に結
合した他のコイルの両端からＤＣ出力を取り出すように
前記コイルまたは前記他のコイルに整流器を接続し、さ
らに、前記コイルおよび前記他のコイルに蓄積されたエ
ネルギーによる電流を前記主スイッチがオフの時に流す
ように前記コイルまたは前記他のコイルに並列に制御ス
イッチを接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33737290A JPH04208066A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33737290A JPH04208066A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04208066A true JPH04208066A (ja) | 1992-07-29 |
Family
ID=18308003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33737290A Pending JPH04208066A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04208066A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP33737290A patent/JPH04208066A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
| JP2012019659A (ja) * | 2010-07-09 | 2012-01-26 | Canon Inc | 高圧電源 |
| US9052676B2 (en) | 2010-07-09 | 2015-06-09 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
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