JPH04207776A

JPH04207776A - デジタル映像信号処理装置

Info

Publication number: JPH04207776A
Application number: JP2338349A
Authority: JP
Inventors: Nobuyoshi Kobayashi; 伸嘉小林; Hisanori Kominami; 小南　久典
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1990-11-30
Filing date: 1990-11-30
Publication date: 1992-07-29
Anticipated expiration: 2014-09-27
Also published as: DE69125800D1; EP0488680B1; US5307157A; EP0488680A3; JP2953052B2; EP0488680A2; DE69125800T2; US5194939A; KR100254501B1; KR920011254A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序でこの発明を説明する。

Ａ、産業上の利用分野Ｂ９発明の概要Ｃ１従来の技術Ｂ３発明が解決しようとする課題８０課題を解決するための手段Ｆ８作用Ｇ、実施例Ｇ１一実施例の全体の構成（第１図）Ｇ２一実施例の要部の構成（第２図、第３図）Ｇ３一実
施例の動作（第１図〜第５図）Ｃ４他の実施例の全体の
構成（第６図）Ｃ５他の実施例の要部の構成（第７図）
Ｃ６他の実施例の動作（第６図〜第８図）０７更に他の
実施例の構成（第９図、第１０図）Ｃ８更に他の実施例
の動作（第９図〜第１１図）Ｈ０発明の効果Ａ、産業上の利用分野この発明は、コンポネント方式デジタルＶＴＲに好適な
、デジタル映像信号処理装置に関する。

Ｂ１発明の概要この発明は、コンポネント方式デジタル映像信号を間引
・補間処理するデジタル映像信号処理装置にふいて、奇
数次ハーフバンド低域フィルタの中心係数をゼロとした
ハーフバンド高域フィルタ、もしくは中心係数及び偶数
係数を間引いたノツチフィルタと、所定の遅延線とを用
いることにより、単一のデジタルフィルタによる比較的
簡単な構成で、多重ないし時分割した状態の信号を間引
・補間処理することができるようにしたものである。

Ｃ１従来の技術周知のように、輝度信号Ｙと色差信号ＣＢ、ＣＲとを分
離したコンポネント映像信号対応のＤ−１方式（いわゆ
る４：２：２方式）のデジタルＶＴＲ（Ｄ−ＩＶＴＲ）
の場合、システムクロック周波数ｆｃｋと、各信号のサ
ンプリング周波数ｆｓｙ。

ｆｓｂ、　　ｆｓｒがそれぞれ次のように設定されて、
各信号のライン当たりの有効サンプル数（情報量）Ｎｓ
ｙ、　Ｎｓｂ、　Ｎｓｒはそれぞれ次のように４：２：
２になっている。

ｆ　ｃｋ　＝　１３．５　ＭＨｚｆｓｙ＝　ｆｃｋ　　　　ｆｓｂ＝　ｆｓｒ＝　ｆｃｋ
／２Ｎｓｙ＝　　７２０　　　　Ｎ５ｂ＝Ｎｓｒ＝　　
３６０このようなり−Ｉ　ＶＴＲを近時提案されている
広角画面のテレビジョン方式に対応させる場合、従来は
、単に時間軸の圧縮・伸張処理のみで再生画像の幾何学
的歪みを防止していた。

Ｂ１発明が解決しようとする課題ところが、前述のような時間軸の圧縮・伸張処理のみで
は、標準・広角の両方式のアスペクト比の比＊Ａｒｎ／
Ａｒｗで再生画像の解像度が低下してしまうという問題
があった。

解像度の低下を補償するためには、ライン当たりの有効
サンプル数を予め大きくしておくことが考えられ、例え
ば、特開昭５１−０１８４１８号公報により、１対の標
本化回路により映像信号を交互に標本化して多チャンネ
ルで記録媒体に記録し、この記録媒体から再生した多チ
ャンネルの標本化信号を合成して広帯域の映像信号とす
ることが知られている。

しかしながら、有効サンプル数を大きくした場合には、
当然ながら、データ量が多くなってしまい、現行の４：
２：２方式のデジタルＶＴＲでは対処できなくなるとい
う問題が生ずる。

上述のようなデータ量の問題を解消するため、本出願人
は、特願平１−３３９２３１号において、画素数が４：
２：２方式の映像信号の２倍である、いわば、８　：　
４　：、４方式の高解像度のデジタル映像信号を、１サ
ンプル毎に交互に、１フイールド毎に逆順て２チヤンネ
ルに分配して、４：２＋２方式の２台のデジタルＶＴＲ
に記録し、このデジタルＶＴＲからの再生信号を合成し
て、原高解像度デジタル映像信号を得ることにより、各
チャンネルのデータ量を現行の４：２：２方式のデータ
量と等しくして、再生画像の幾何学的歪みと解像度の低
下とを防止しながら、４：２：２方式のＶＴＲで対処で
きるように、広角方式の映像データに変換することがで
きるようにした「デジタル映像信号の多チヤンネル記録
再生装置」を既に提案している。

上述のように、デジタル映像信号の分配・合成を行う場
合、デジタルＶＴＲ側から見れば、それぞれの入力信号
・出力信号に対して、間引・補間処理が行われることに
なる。

一般に、デジタル映像信号のレートを半分に間引く場合
、デジタル低域フィルタによって信号帯域が半分以下に
制限されて、折り返しくａｌｉａｓ＋ｎｇ　）が防止さ
れる。このフィルタには、通常、係数が対称なＦ　Ｉ　
Ｒ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ
　）型フィルタが用いられ、このフィルタの特性として
、Ｎｙｑｕｉｓｔの′ｔ、１基準を満足する、／’％　
−７ハンド低域フィルタを選択すれば、その中心係数が
０．５（対基準値）となると共に、中心以外の係数は１
つおきに零となる。

上述のハーフバンド低域フィルタの特性は、次の（１）
式のように表される。

ｙ　＝　ｘ　（０）／２また、その振幅特性は入力信号のサンプリング周波数ｆ
ｓの１７４で一６ｄＢとなる。

例えば、１０ピツトのデータの場合、フィルタの各係数
の分布（係数プロファイル）は第１２図及び次の第１表
に示すように、中心に関して対称であると共に、中心係
数ｋＯを除いて、偶数係数が１つおきに零となる。

第１表上述のようなハーフバンド低域フィルタは、通常、第１
３図に示すように構成される。

第１３図において、ハーフバンド低域フィルタ（ＩＯＬ
）　　は、入力端子ＩＮ及び出力端子ＯＦ間に、Ｐ点を
中心として、遅延時間τＳが入力信号のサンプリング周
期と等しい、多数の単位遅延線（レジスタ’）　（１１
，）、　（１１□）・・・・（１１２，、）　；（１１
−、）、　（１１−２）・・・・（１ｍ２．）　　が直
列に接続される。Ｐ点（中心タップ）に接続された乗算
器（１２０）　　に、中心係数ｋｏ　を格納したＲ　Ｏ
Ｍ　（１３０）が接続され、Ｐ点から端子叶方向に奇数
番目の遅延線（１１，）、　（１１，）・・・・（１１
，、、）の出力側に乗算器（１２，）、　（１２３）・
・・・（１２□。−１〉がそれぞれ接続されると共に、
偶数番目の遅延線（１１゜）・・・・（１１□ｈ−２）
の出力側タップは無接続とされる。

端子ＩＮ方向には、Ｐ点に関して上述と対称に、奇数番
目の遅延線（ＬＬ、）、（１１３）・・・・（１１゜、
、−１）の入力端に乗算器（１２−＋）、　（１２−、
）・・・・（１２，−２ｎ）　　が接続されると共に、
偶数番目の遅延線（１１２）・・・・（１１□、−２）
の入力端タップは無接続とされる。

乗算器（１２，）、　（１２，）・・・・（１２□。−
、）　；　（１１，）、　（１２−ｓ）−・−・（１２
、−２，）には、それぞれ係数ＲＯＭ（１３，）。

（１３，）　−−−−（１３，、、）：（１：Ｌ、）、
　（１３，）・・・−（１３，−、、、）が接続され、
加算器（１４）において、全ての乗算器（１２）の出力
が加算されて出力端子Ｏ８に導出される。

前述のような８：４：４方式の映像信号のクロミナンス
信号ＣＢ、ＣＲを間引いて、４：２：２方式の１対のク
ロミナンス信号を形成する場合、単純に考えれば、各信
号ＣＢ、　ＣＲ毎に帯域制限を行うことになる。

従って、従来は、上述のようなハーフバンド低域フィル
タが２個必要であり、構成が複雑になるという問題があ
った。

更に、既提案のように、２分配を前提としている８：４
：４方式のクロミナンス信号は、後出の第５図Ａ、Ｂに
示すように、１対の信号ＣＢ、ＣＲが２チヤンネルに多
重されているため、予め分離（デマルチプレクス）して
から、帯域制限を行うことになり、構成が一層複雑にな
る。

また、４：２：２方式のクロミナンス信号ＣＢ。

ＣＲを補間処理して、８：４：４方式の１対のクロミナ
ンス信号を形成する場合も、間引きの場合と同様に、２
個のデジタルフィルタが必要であり、構成が複雑になる
という問題があった。

更に、既提案のように、２分配を可能とするためには、
予め多重（マルチブレクス）しておくことが必要になり
、構成が一層複雑になる。

かかる点に鑑み、この発明の目的は、比較的簡単な構成
で、多重した状態の信号を間引・補間処理することがで
きるデジタル映像信号処理装置を提供するところにある
。

Ｅ１課題を解決するための手段第１のこの発明は、ハーフバンド低域フィルタ（ＩＯＬ
）　　の中心係数を零としたハーフバンド高域フィルタ
（１００）　　と、このハーフバンド高域フィルタに対
応する所定の遅延時間の遅延線（２０）とを備え、１対
の多重信号をハーフバンド高域フィルタ及び遅延線にそ
れぞれ供給すると共に、ハーフバンド高域フィルタ及び
遅延線の８力を加算して、１対の多重信号を間引くよう
にしたデジタル映像信号処理装置である。

第２のこの発明は、ハーフバンド低域フィルタ（ＩＯＬ
）　の中心係数および偶数係数を間引いたデジタルノツ
チフィルタ（２００）　　と、このデジタルノツチフィ
ルタに対応する所定の遅延時間の遅延線（２０）とを備
え、１対の時分割信号をデジタルノツチフィルタ及び遅
延線にそれぞれ供給すると共に、デジタルノツチフィル
タ及び遅延線の出力を加算して、１対の時分割信号を聞
引くようにしたデジタル映像信号処理装置である。

第３のこの発明は、ハーフバンド低域フィルタ（ＩＯＬ
）　　の中心係数を零としたハーフバンド高域フィルタ
（１００）　　と、このハーフハンド高域フィルタに対
応する所定の遅延時間の遅延線（２０）とを備え、ハー
フバンド高域フィルタ及び遅延線に共通に単一の多重信
号を供給して、ハーフバンド高域フィルタ及び遅延線の
出力に単一の多重信号を含む１対の多重信号を得るよう
にしたデジタル映像信号処理装置である。

Ｆ０作用この発明によれば、比較的簡単な構成で、多重した状態
の信号が間引・補間処理される。

Ｇ、実施例以下、第１図〜第５図を参照しながら、この発明による
デジタル映像信号処理装置を８：４：４力式のクロミナ
ンス信号ＣＢ、ＣＲの間引きに適用した、一実施例につ
いて説明する。

０１一実施例の全体の構成この発明の一実施例の構成を第１図に示し、その要部の
基本的構成及び具体的構成を第２図及びｇＪ３図に示す
。

第１図において、（２０）はＦＩＦＯメそり、（１００
）　はハーフバンド高域フィルタであって、１対の入力
端子（１）及び（２）から、後出第５図Ａ、Ｂに示すよ
うな８：４：４力式のクロミナンス信号が、ＣＢ、　Ｃ
Ｒを多重した状態のまま、それぞれ供給される。ＦＩＦ
Ｏメモ’Ｊ　（２０＞は、書き込み・読み出し用のクロ
ック及びリセット信号が供給されて、所定時間の遅延線
として機能する。ＦＩＦＯメモ’Ｊ　（２０）及びハー
フバンド高域フィルタ（１００）　　の出力は加算器（
２１）にそれぞれ供給され、桁合わせ用のバレルシフト
回路（２２）を介して、加算器（２１）の出力が出力端
子（３）に導出される。

Ｇ２一実施例の要部の構成第２図に示すように、基本的なハーフバンド高域フィル
タ（ＩＯＨ）　　は、前出第１２図のハーフバンド低域
フィルタ（ＩＯＬ）　　と異なり、入力端子ＩＮ及び出
力端子ＯＦ間の遅延線列の中心点Ｐのタップが無接続と
される。その余の構成は前出第１３図と同様である。

かかる構成により、第２図のハーフバンド高域フィルタ
（ＩＯＨ）　　の係数プロファイルは、第４図に示すよ
うになり、中心係数ｋｏが零となると共に、偶数係数が
１つおきに零となる。

第２図に示す基本的構成では、ハーフハンド高域フィル
タ（１０日）　　は、第４図に示すように、その係数プ
ロファイルが中心点Ｐに関して対称であり、同一値の係
数に、、　ｋ−、；・・・・ｋ　ｌ　１　＋　　ｋ　−
１７がそれぞれ１対のＲＯＭ（１３，）、　（１３−＋
）；・・・・（１’３．ｈ−、）。

（１３，−２ｎ）に格納されて、回路規模が大きくなる
。

そこで、第３図に示す具体的構成では、第２図の基本的
ハーフバンド高域フィルタ（ＩＯＨ）　を中心点Ｐで折
り返したように構成すると共に、中心対称の係数をそれ
ぞれ１個のＲＯＭに格納して、回路規模の縮小を図って
いる。

即ち、第３図において、ハーフバンド高域フィルタ（１
００）　　は、１個の係数ＲＯＭを含む単位回路（ユニ
ット）　（１１０）　　と、それぞれ２個のＲＯＭを含
み、係数のみが異なる４個のユニット（１２０）。

（１３０）、　（１４０）、　（１５０）　　とから構
成される。

ユニッ）　（１５０）　の第１の出力端子（１５０ｂ）
とユニッ）　（１４０）　　の第１の入力端子（１４０
ａ）が接続されると共に、ユニッ）　（１４０）　　の
第２及び第３の出力端子（１４０ｄ）、　（１４０ｆ）
　　とユニット（１５０）　　の第２及び第３の入力端
子（１５０ｃ）、　（１５０ｅ）　　がそれぞれ接続さ
れる。ユニット（１２０）、　（１３０）、　（１４０
）　　間もこれと同様ニ接続され、ユニッ）　（１２０
＞　　の第１の出力端子（１２０ｂ）とユニット（１１
０）　　の入力端子（１４０ａ）が接続されると共に、
ユニッ）　（１１０）　　の第１及び第２の出力端子（
１１０ｄ）、　（１１０ｆ）　　とユニット（１２０）
　　の第２及び第３の入力端子（１２０ｃ）、　（１２
０ｅ）　　がそれぞれ接続される。

ユニット（１１０）　　は、入力端子（１１０ａ）及び
出力端子（１１０ｄ）間に、５個の単位遅延線（ｌｌｌ
ａ）　〜（ｌｌｌｅ）が直列に接続される。遅延線（ｌ
ｌｌｂ）の出力と、これから１つおいて後続する遅延線
（Ｉｌｉｄ）の出力が、加算器（１１５）　及び遅延線
（１１６）　　を介して、乗算器（１１２）　　に供給
され、後続遅延線（ｌｌｌｄ）の入力側タップは無接続
とされる。この乗算器（１１２）　　には係数ＲＯＭ（
１１３）　　が接続され、乗算器（１１２）　　の出力
は、遅延線（１１７）、　（１１ｇ）　　を介して、第
２の出力端子（１１０ｆ）に導出される。

なお、出力端子（１１０ｄ）、　（１１０ｆ）　　にそ
れぞれ接続される遅延線（ｌｌｌｅ）、　（１１８）は
信号のタイミングを合わせるためのものである。

ユニット（１２０）、　（１３０）、　（１４０）　　
と同一構成のユニット（１５０）　　では、第１の入力
端子及び出力端子（１５０ａ）、　（１５０ｂ）　間に
、３個の単位遅延線（１５１ａ）　〜（１５１Ｃ）が直
列に接続されると共に、第２の入力端子及び出力端子（
１５０ｃ）、　（１５０ｄ）　　間に、５個の単位遅延
線（１５１ｄ）〜（１５ｔｈ）が直列に接続される。

第１の加算器（１５５ａ）には、遅延線（１５１ｊ）を
介して、遅延線（１５１Ｃ）の出力が供給されると共に
、遅延線（１５１ｅ）の出力が直接に供給され、第２の
加算器（１５５ｂ）には、遅延線（１５１ｂ）、　（１
５１ｇ）　　の出力がそれぞれ供給される。そして、こ
の遅延線（１５１ｂ）。

（１５１ｅ）、　（１５１ｇ）、　（１５１ｊ）の入力
側タップはそれぞれ無接続とされる。

第１の加算器（１５５ａ）の出力は、遅延線（１５６ａ
）を介して、第１の乗算器（１５２ａ）に供給され、第
１のＲＯＭ（１５３ａ）からの係数が乗算される。乗算
器（１５２ａ）の出力は、遅延線（１５７ａ）を介して
、第３の加算器（１５９ａ）に供給される。同様に、第
２の加算器（１５５ｂ）の出力は、遅延線（１５６ｂ）
を介して、第２の乗算器（１５２ｂ）に供給され、第２
のＲＯＭ（１５３ｂ）からの係数が乗算される。乗算器
（１５２ｂ）の出力は、遅延線（１５７ｂ）を介して、
第４の加算器（１５９ｂ）に供給される。加算器（１５
９ａ）、　（１５９ｂ）　　は、第３の入力端子及び出
力端子（１５０ｅ）、　（１５０ｆ）　　間に、遅延線
（１５８）　　と共に直列に接続される。

ナオ、ＩＩＪ端子（１５０ｄ＞、（１５０ｆ）　　ＩＩ
Ｆ続ＩＬル遅延線（１５１ｈ）、　（１５８）は信号の
タイミングを合わせるためのものである。

Ｇ３一実施例の動作次に、第４図及び第５図をも参照しながら、この発明の
一実施例の動作について説明する。

この実施例のハーフバンド高域フィルタ（１００）は、
第４図の係数プロファイルに示すように、中心係数ｋｏ
が零である。

前出第１３図の低域フィルタ（ＩＯＬ）　　が、主伝送
路（いわゆる本線）の信号から高域フィルタの出力信号
を減算することにより構成されるとした場合、この低域
フィルタの半基準値の中心係数ｋｏを零とすることは、
本線信号を取り除くことと等価であって、これにより、
第２図のハーフバンドフィルタ（ＩＯＨ）　　と、これ
と等価な第３図のハーフバンドフィルタ（１００）　　
は、前出第１３図の低域フィルタ（ＩＯＬ）　　の逆特
性の高域フィルタに他ならない。

この実施例では、第５図Ａ、Ｂに示すような、ＣＢ、Ｃ
Ｒが１サンプル毎に多重された８：４：４方式のクロミ
ナンス信号の偶数サンプル列と奇数サンプル列とが、Ｆ
ＩＦＯメモリ（２０）及びノ１−フバンド高域フィルタ
（１００）　　にそれぞれ供給される。

両サンプル列は、別途に、櫛型フィルタ等（図示せず）
により分配されたものであって、その折り返し成分は互
いに逆位相となる。また、各サンプリング周波数ｆｓｅ
、　　ｆｓｏは４：２：２方式のクロック周波数ｆｃｋ
と等しくなる。

ｆｓｅ＝　ｆｓｏ＝　ｆｃｋ＝１３．５Ｍ）Ｉｚハーフ
バンド高域フィルタ（１００）　　からは、奇数サンプ
ル列の折り返しくａｌｉａｓｉｎｇ）成分が取り出され
、加算器（２１）において、フィルタ（１００）　　の
遅延時間をＦＩＦＯメモＩＪ（２０）により補償された
偶数サンプル列と合成される。上述のように、ＩＩＦＤ
メモ！Ｊ　（２０）からのクロミナンス信号は、前出第
１２図の中心係数ｋＯと等価な本線信号であって、この
中心係数が零のハーフバンド高域フィルタ（１００）　
　の出力に本線信号を加算することにより、互いに逆位
相の折り返し成分が相殺されて、第１図の実施例は、全
体で、ハーフバンド低域フィルタとして機能する。

そして、出力端子（３）からは、第５図Ｃに示すような
、帯域制限された多重の偶数サンプル列ＣＢＯ’、　Ｃ
ＲＯｏ；　ＣＢ２’　、　ＣＲ２’　；・・・・が導出
される。このサンプル列のサンプリング周波数ｆ　ｓｅ
’　　も、　′４：２：２方式のクロック周波数ｆｃｋ
と等しくなる。

ｆ　ｓｅ’　＝　ｆ　ｃｋ　＝　１３．５　ＭＨｚこれ
により、この実施例では、単一のデジタルフィルタを用
いた比較的簡単な構成で、入力データレートの１７２　
に間引かれた４：２：２方式のクロミナンス信号が、Ｃ
Ｂ、ＣＲを多重した状態で得られる。

Ｇ４他の実施例の全体の構成次に、第６図〜第８図を参照しながら、この発明による
デジタル映像信号処理装置を８：４：４方式の輝度信号
の間引きに適用した、他の実施例について説明する。

この発明の他の実施例の構成を第６図に示し、その要部
の構成を第７図に示す。この第６図において、前出第１
図に対応する部分には同一の符号を付して一部説期を省
略する。

第６１！Ｉにおいて、（２０）はＦＩＦＯメモリ、（２
００）　　はデジタルノツチフィルタであって、１対の
入力端子（１）及び（２）から、後出第８図Ａ、Ｂに示
すような８：４：４方式の輝度信号がそれぞれ供給され
る。所定時間の遅延線として機能するＦ（ＦＱメモリ（
２０）の出力と、デジタルノツチフィルタ（２００）の
出力とが加算器（２１）にそれぞれ供給され、桁合わせ
用のバレルシフト回路（２２）を介して、加算器（２１
）の出力が出力端子（３）　　に導出される。

Ｇ５他の実施例の要部の構成１７図に示すように、デジタルノツチフィルタ（２００
）　　は、前出３３３図のハーフバンド高域フィルタ（
１００）　　と同様に、１個の係数ＲＯＭを含むユニッ
）　（２１０）　　と、それぞれ２個のＲＯＭを含んで
、係数のみが異なる４個のユニッ）　（２２０）、　（
２３０）。

（２４０）、　（２５０）　　とから構成され、各ユニ
ット（２１０）〜（２５０）　　間はそれぞれ前出第３
図の高域フィルタ（１００）　　と同様に接続される。

ユニッ）　（２１０）　　は、入力端子（２１０ａ）及
び出力端子（２１０ｄ）間に、３個の単位遅延線（２１
１ａ）　〜（２１１ｃ）が直列に接続され、同一遅延線
（２１１ｋｌ）の入力及び出力が加算器（２１５）　　
に供給される。この加算器（２１５）　　以後の構成は
前出第３図の高域フィルタ（１００）　　のユニッ）（
１１’Ｑ）　　と同様である。また、出力端子（２１０
ｄ）、　（２１Ｏｆ）　　にそれぞれ接続される遅延線
（２１１ｃ）、　（２１８）は信号のタイミングを合わ
せるためのものである。

ユニット（２２０）、　（２３０）、　（２４０）　　
と同一構成のユニッ）　（２５０）　　では、第１の入
力端子及び出力端子（２５０ａ）、　（２５０ｂ）　　
間に、１個の単位遅延線（２５１ａ）が接続されると共
に、第２の入力端子及び出力端子（２５０ｃ）、　（２
５０ｄ）　　間に、３個の単位遅延線（２５１ｂ）〜（
２５１ｄ）が直列に接続される。

第１の加算器（２５５ａ）には、遅延線（２５１ｅ）を
介して、遅延線（２５１ａ）の出力が供給されると共に
、遅延線（２５１ｂ）の出力が直接に供給され、第２の
加算器（２５５ｂ）には、遅延線（２５１ａ）、　（２
５１ｃ）　　の出力がそれぞれ供給される。両論算器（
２５５ａ）、　（２５５ｂ）　　以後の構成は、前出第
３図の高域フィルタ（１００）　　のユニット（１５０
）　　と同様である。また、端子（２５０ｄ）。

（２５Ｏｆ）にそれぞれ接続される遅延線（２５１ｄ）
、　（２５８）は信号のタイミングを合わせるためのも
のである。

Ｇ６他の実施例の動作次に、第８図をも参照しながら、この発明の他の実施例
の動作について説明する。

この実施例のノツチフィルタ（２００）　　は、第７図
に示すように、実質的に、遅延線列に無接続タップがな
いＦＩＲ型構成となっているので、その係□　　　数プ
ロファイルは、前出第３図の高域フィルタ（１００）　
　の係数プロファイル（前出第４図参照）から、中心係
数及び偶数係数に対応する全ての零点を間引いたような
ものとなる。

換言すれば、第６図の実施例は、第１図の実施例と同様
に、全体でハーフバンド低域フィルタとして機能するも
のであるが、この実施例では、ノ＼−フバンド低域フィ
ルタが、その係数を奇数係数列と偶数係数列とに分割さ
れ、奇数係数列に対応するＦＩＦＯメモリ　（本線）　
（２０）と、偶数係数列に対応し、振幅特性が周波数ｆ
ｓ／４でスキニーシンメトリなノツチフィルタ（２００
）　　から主として構成される。

なお、フィルタ（２００）　　の合成振幅特性（絶対値
）は周波数ｆｓ／４で零レベル（ノツチ）となり、この
ノツチを境として位相が反転する。

この実施例では、第８図Ａ、Ｂに示すように、８：４：
４方式の輝度信号の偶数サンプル列と奇数サンプル列と
が、２チヤンネルに時分割されて、ＦＩＦＯメモＩＪ（
２０）及びノツチフィルタ（２００）　　にそれぞれ供
給される。

前述の実施例と同様に、両サンプル列の折り返し成分は
互いに逆位相となる。また、各サンプリング周波数ｆｓ
ｅ、ｆｓｏは、４：２：２方式のクロック周波数ｆｃｋ
と等しくなる。

ｆｓｅ＝　ｆｓｏ＝　ｆｃｋ＝１３．５ＭＨｚそして、
第８図Ｃに示すような、帯域制限された偶数サンプル列
ＹＯ’、　　Ｙ２’・・・・が出力端子（３）から導出
される。このサンプル列のサンプリング周波数ｆ　ｓｅ
’　　も、４：２：２方式のクロック周波数ｆｃｋと等
しくなる。

ｆ　ｓｅ’　−ｆ　ｃｋ　＝１３．５　Ｍ）Ｉｚこれに
より、この実施例では、単一のデジタルフィルタを用い
た比較的簡単な構成で、２チヤンネルに時分割された状
態の８：４：４方式の輝度信号から、入力データレート
の１７２　に間引かれた４：２：２方式の輝度信号が得
られる。

Ｇ７更に他の実施例の全体の構成次に、第９図〜第１１図を参照しながら、この発明によ
るデジタル映像信号処理装置を４：２：２方式のクロミ
ナンス信号ＣＢ、ＣＲの補間に適用した、更に他の実施
例について説明する。

この発明の更に他の実施例の構成を第９図に示し、その
要部の構成を第１０図に示す。この第９図において、前
出第１図及び第６図に対応する部分には同一の符号を付
して一部説明を省略する。

第９図において、ＦＩＦＯメモＩＪ（２０）及び／％−
フバンド高域フィルタ（１００）　　に共通に、入力端
子（４）から、後出第１１図Ａに示すような４：２：２
方式のクロミナンス信号が、ＣＢ、　ＣＲを多重した状
態のまま供給される。所定時間の遅延線として機能する
ＦＩＦＯメモＩＪ（２０）の出力と、ハーフバンド高域
フィルタ（１００）　　の出力とがテ′マルチプレクサ
（３０）の入力端子（３０ａ）、　（３０ｂ）　　にそ
れぞれ供給され、デマルチプレクサ（３０）の出力端子
（３０ｃ）、　（３０ｄ）　　が出力端子（５）、　（
６）　　にそれぞれ接続される。

第１０図に示すように、デマルチプレクサ（３０）は４
個の乗算器（スイッチ＞　（３１）、　（３２）、　（
３３）、　（３４）を備え、一方の入力端子（３０ａ）
　　が第１及び第３のスイッチ（３１）、　（３３）　
　に直接に接続されると共に、単位遅延線（３５）を介
して、他方の入力端子（３０ｂ）が第２及び第４のスイ
ッチ（３２）、　（３４）　　に接続される。

後出第１１図Ｃに示すようなスイッチングパルスが、制
御端子（３０ｓ）　からスイッチ（３１）、　（３４）
　　に直接に供給されると共に、反転増幅器（３６）を
介して、スイッチ（３２）、　（３３）　　に供給され
る。

第１及び第２のスイッチ（３１）、　（３２）　　の出
力が、一方の加算器（３７）及び単位遅延線（３９）を
介して、一方の出力端子（３０Ｃ）　　に導出されると
共に、第３及び第４のスイッチ（３３）、　（３４）　
　の出力が、他方の加算器（３８）を介して、他方の出
力端子（３０Ｃ）　　に導出されるＣ８更に他の実施例の動作次に、第１１図をも参照しながら、この発明の更に他の
実施例の動作について説明する。

この実施例では、第１１図Ａに示すような、ＣＢ。

ＣＲが１サンプル毎に多重された４：２：２方式のクロ
ミナンス信号の偶数サンプル列が、ＦＩＦＤメモ！Ｊ　
（２０）及びハーフバンド高域フィルタ（１００）　　
に供給されて、原データと同様の偶数サンプル列がＦＩ
ＦＤメモ！Ｊ　（２０）から出力されると共に、高域フ
ィルタ（１００）　　からは、偶数サンプル列の補間デ
ータ、即ち、同図已に示すような奇数サンプル列が出力
される。

前述の実施例と同様に、各サンプリング周波数ｆｓｅ、
　　ｆｓｏは、４　：　２　；　２　方式（ＤりＣ１７
り周波数ｆｃｋと等しくなる。

ｆｓｅ＝　ｆｓｏ＝　ｆｃｋ＝１３，５ＭＨｚ上述のよ
うなＦＩＦＯメモＩＪ（２０）及び高域フィルタ（１０
０）　　の出力は、８：４：４方式の２チヤンネル用に
それぞれ分配することができる。

デマルチプレクサ（３０）においては、同図Ｃに示すよ
うなスイッチングパルスにより、第１及び第４のスイッ
チ（３１）、　（３４）　　と、第２及び第３のスイッ
チ（３２）、　（３３ン　　とが交互にオン・オフされ
る。このスイッチングパルスは、同図りに示すようなシ
ステムクロックに基づいて形成される。

第１及び第２のスイッチＤＩ）、　（３２）　　により
、同図Ａに示すようなりロミナンス信号の偶数サンプル
列が加算器（３７）、　（３８）　　に交互に振り分け
られると共に、第３及び第４のスイッチ（３３）、　（
３４）　　により、同図已に示すようなりロミナンス信
号の奇数サンプル列が、遅延線（３５）により１サンプ
ル分遅れて、加算器（３７）、　（３８）　　に交互に
振り分けられる。

これにより、同１１！ＩＡ、Ｂの偶数サンプル列と奇数
サンプル列が両加算器（３７）、　（３８）　　に交互
に供給されて、加算器（３７）からは、同図Ｅに示すよ
うに、ＣＢサンプルのみが２倍のレートでオーバサンプ
リングされて順次出力されると共に、加算器（３８）か
らは、同図Ｆに示すように、ＣＲサンプルのみが２倍の
レートでオーバサンプリングされて順次出力される。遅
延線（３９）により、両加算器（３７）。

（３８）の出力のタイミングが合わされる。

デマルチプレクサ（３０）の出力における、各サンプリ
ング周波数ｆｓｂ、　　ｆｓｒｅ　も、４：２：２方式
のクロック周波数ｆｃｋと等しくなる。

ｆｓｂ＝　ｆｓｒ＝　ｆｃｋ＝１３．５Ｍｔ（ｚこれに
より、この実施例では、原データ及び補間データを合わ
せて８：４：４方式のクロミナンス信号として扱うこと
により、単一のデジタルフィルタを用いた比較的簡単な
構成で、多重した状態のクロミナンス信号を補間・オー
バサンプリング処理することができる以上の各実施例では、８：４：４方式の輝度信号及びク
ロミナンス信号の間引・補間処理について説明したが、
４：４：４方式または４Ｘ４方式の映像信号についても
、同様にこの発明を適用することができる。

Ｈ１発明の効果以上詳述のように、この発明によれば、コンポネント方
式デジタル映像信号を間引・補間処理するデジタル映像
信号処理装置において、ハーフバンド低域フィルタの中
心係数をゼロとしたハーフバンド高域フィルタ、もしく
は中心係数及び偶数係数を間引いたノツチフィルタと、
所定の遅延線とを用いるようにしたので、単一のデジタ
ルフィルタによる比較的簡単な構成で、多重した状態の
信号を間引・補間処理することができるデジタル映像信
号処理装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるデジタル映像信号処理装置の一
実施例の構成を示すブロック図、第２ｒｌ！Ｊはこの発
明の一実施例の要部の具体的構成を示すブロック図、第
３図はこの発明の一実施例の要部の具体的構成を示すブ
ロック図、第４図はこの発明の一実施例の要部の特性を
示す線図、第５図はこの発明の一実施例の動作を説明す
るた給の線図、第６図はこの発明によるデジタル映像信
号処理装置の他の実施例の構成を示すブロック図、第７
図はこの発明の他の実施例の要部の構成を示すブロック
図、第８図はこの発明の他の実施例の動作を−ｍ明する
ための線図、第９図はこの発明によるデジタル映像信号
処理装置の更に他の実施例の構成を示すブロック図、第
１０図はこの発明の更に他の実施例の要部の構成を示す
ブロック図、第１１図はこの発明の更に他の実施例の動
作を説明するための線図、第１２図は従来のデジタル映
像信号処理装置の要部の構成例を示すブロック図、第１
３図は従来例の要部の特性を示す線図である。（ＩＯＬ）　　はハーフバンド低域フィルタ、（ＩＯＨ
）。（１００）　　はハーフバンド高域フィルタ、（２０）
はＰＩＦＯメモリ　（遅延ｉｔ）　、（３０）はデマル
チプレクサ、（２００）　　はデジタルノツチフィルタ
である。代　　理　　人　　　　　松　　隈　　秀　　盛廠うシ
←らイヴワ第１図第５図第６図杷め亥−腓し百′ｊの処５ｉ！４番号第８図更１−把の突焼乃′ｊの要部更１て、ｆｅシ爽方邑乃りのタイムチャート失ｊｒ１１
Ｔｉｍ

Claims

【特許請求の範囲】１、ハーフバンド低域フィルタの中心係数を零としたハ
ーフバンド高域フィルタと、このハーフバンド高域フィルタに対応する所定の遅延時
間の遅延線とを備え、１対の多重信号を上記ハーフバンド高域フィルタ及び遅
延線にそれぞれ供給すると共に、上記ハーフバンド高域
フィルタ及び遅延線の出力を加算して、上記１対の多重信号を間引くようにしたことを特徴とす
るデジタル映像信号処理装置。２、ハーフバンド低域フィルタの中心係数および偶数係
数を間引いたデジタルノッチフィルタと、このデジタル
ノッチフィルタに対応する所定の遅延時間の遅延線とを
備え、１対の時分割信号を上記デジタルノッチフィルタ及び遅
延線にそれぞれ供給すると共に、上記デジタルノッチフ
ィルタ及び遅延線の出力を加算して、上記１対の時分割信号を間引くようにしたことを特徴と
するデジタル映像信号処理装置。３、ハーフバンド低域フィルタの中心係数を零としたハ
ーフバンド高域フィルタと、このハーフバンド高域フィルタに対応する所定の遅延時
間の遅延線とを備え、上記ハーフバンド高域フィルタ及び遅延線に共通に単一
の多重信号を供給して、上記ハーフバンド高域フィルタ及び遅延線の出力に上記
単一の多重信号を含む１対の多重信号を得るようにした
ことを特徴とするデジタル映像信号処理装置。