JPH04180405A - フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、周波数特性に優れ、ＩＣ化に適し、全域通
過性能をもつアクティブフィルタ装置に関する。

（従来の技術） 従来、第６図乃至′１ｓ９図に示すようなアクティブフ
ィルりがある。このフィルりは、パイ力・ンド回路ある
いは状！Ｂ変変数四回路も呼ばれる。この形式のフィル
タは次のような特徴をもつためにＩＣ化フィルタでは好
んで使用される。

（１）素子感度が小さい。

（２）調整が容品。

（３）２次毎にブロック化して高次のフィルタを構成で
きる。

（４）比較的容易に全域通過フィルタ（移相回路）が実
現できる。

第６図には、演算増幅器Ａ１〜Ａ４を用いたパイカッド
形式の２次全域通過フィルタを示してる。

Ｒ１〜ＲＩＯはそれぞれ抵抗の符号とともにその値も示
すものとする。また０１〜Ｃ２もそれぞれコンデンサの
符号とともにその値も示している。

入力ｖ１とｖ２の関係は、伝達関数の式で示している。

この回路によると、伝達関数で表されるように、抵抗と
コンデンサの値を適切に選択すると、全域通過フィルタ
（移相回路）として機能する。

しかしながら、ＩＣ化するには、この回路は非常に素子
数か多くなる。素子数を低減するために、演算増幅器の
代わりにトランスコンダクタンス増幅器を使用したパイ
カッドフィルタが利用される。

第７図はトランスコンダクタンス増幅器ＧｍｌとＧｍ２
を用いたアクティブフィルタである。またトランスコン
ダクタンスＧｍ２の出力は、バッファ増幅器Ａを介して
出力端子に導出される。

このアクティブフィルタは、第６図の回路に比べると回
路構成か大幅に簡素化されている。

この回路の伝達関数を導出してみる。

トランスコンダクタンス増幅器Ｇｍｌの非反転出力端子
とＧｍ２の非反転入力端子が共通接続された点（ここの
電圧をＶａとする）と、トランスコンダクタンス増幅器
Ｇｍ２の出力端子（ここの電圧は出力電圧ｖ　ｏｕｔに
等しい）の２点について接点方程式をつくる。まずトラ
ンスコンダクタンス増幅ｉｊｉ　Ｇ　ｍ　１の非反転出
力端子では、（ＶＬｎ−Ｖｏｕｔ　・Ｇ１１＝ｓ−Ｃ２
Ｖａ　　＝ｉｌａ）という方程式が成り立つ。次にＧｍ
ｌの反転出力端子では、 （Ｖａ−Ｖｏｕｔ）　・Ｇｇ＋２−　（ＬＩｎ−ｖｏｕ
ｔ）Ｇｍｌ＋（Ｖｏｕｔ−Ｖｌｎ）　・ｓ　−ｃｌ−（
ｌｂ）が成り立つ。

但し、ｓ−ｊ　・２ｘ−ｆである（ｊ−ｊ−１）。

上記の２つの式からＶａを消去すると、入力Ｖｉｎと出
力ＶＯυ１の関係は次のようになっていることがわかる
。

この式からさらにＧ　ｍ　１−　Ｇ　ｍ　２　／　２　
＝　Ｇ　ｍと置き換えると、 となり、２次全域通過特性を示す回路であることがわか
る。

第８図は、第７図の回路を具体的に素子のレベルで示し
ている。第７図の回路ブロックに対応する部分には、第
７図と同一符号を付している。

入力端子からの入力電圧Ｖｉｎは、トランジスタＱ１の
ベースに供給されると共にコンデンサＣＩを介してトラ
ンジスタＱ６のベースに入力される。

トランジスタＱ１と０２とは差動増幅器を構成し、互い
のエミッタ間には抵抗Ｒ１か接続され、各トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２のエミッタはトランジスタＱ９、ＱＩＯのコ
レクタに接続されている。トランジスタＱ９．ＱＩＯは
定電流源を構成するもので各々のエミッタは抵抗Ｒ５、
Ｒ６をそれぞれ介して接地ラインＧＮＤに接続されてい
る。トランジスタＱ２のコレクタは、非反転出力端子を
なし、トランジスタＱ７のコレクタに接続されるととも
にトランジスタＱ３のベースに接続されている。

またコンデンサＣ２を介して接地ラインＧＮＤに接続さ
れている。トランジスタＱ７のエミッタは抵抗Ｒ３を介
して電源ラインＶＣＣに接続され、ベースはバイアス電
源ＶＢＩに接続されている。トランジスタＱ１のコレク
タは、反転出力端子であり、トランジスタＱ６のベース
に接続されている。

トランジスタＱ３のコレクタは電源ラインｖｃｃに接続
され、エミッタはトランジスタＱ４のベースに接続され
るとともに定電流源を構成するトランジスタＱｌｌのコ
レクタに接続される。トランジスタＱｌｌのエミッタは
抵抗Ｒ７を介して接地ラインＧＮＤに接続されている。

トランジスタＱ４とＱ５とは差動増幅器を構成し、互い
のエミッタは抵抗Ｒを介して接続され、また各エミッタ
はトランジスタＱ１２、Ｑ１３のコレクタに接続されて
いる。トランジスタＱ１２．０１３は定電流源を構成し
、各々のエミッタは抵抗Ｒ８、Ｒ９を介して接地ライン
ＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ４のコレクタ
は電源ラインＶｃｅに接続され、トランジスタＱ５のコ
レクタは、トランジスタＱ８のコレクタに接続されてい
る。トランジスタＱ８のエミッタは抵抗Ｒ４を介して電
源ラインｖＣＣに接続されている。トランジスタＱ５の
ベースは、反転入力端子であり、トランジスタＱ２のベ
ースに接続されるとともにトランジスタＱ６のエミッタ
（出力端子）に接続されている。

トランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ６のベ
ースに接続される。トランジスタＱ６のコレクタは、電
源ラインＶＣＣに接続され、エミッタは出力端子として
導出されるとともに、トランジスタＱ１４のコレクタに
接続されている。トランジスタＱ１４のエミッタは抵抗
ＲＩＯを介して接地ラインＧＮＤに接続されている。バ
イアス電源Ｖｂ２は、トランジスタＱ９〜Ｑ１４のベー
スに共通に接続されている。またバイアス電源ＶＢＩは
トランジスタＱ７．Ｑ８のベースに共通に接続されてい
る。

上記の回路において、各トランジスタに流れる電流があ
る程度以上であれば、トランジスタの小信号エミッタ抵
抗は無視することができ、Ｒ１−１／　Ｇ　ｍ　　　　
　　　　　　−（４）Ｒ２−１／　（２・Ｇｍ）　　　
　　　＝１５１とすることにより という２次全域通過特性を持たせることができる。

（発明が解決しようとする課１ｉ） 上記の回路は、第６図のシステムをそのまま素子レベル
で構成するのに比べてかなり簡素化されているものの、
まだまだ素子数が多い。この回路で高次のフィルタをＩ
Ｃに内蔵しようとすると、ＩＣチップサイズをフィルタ
が支配することになる。これはフィルタがコストをも支
配することと等価である。

またこの他に次のような問題もある。ＩＣとして集積化
できるＰＮＰトランジスタはＮＰＮ　トランジスタに比
べ特性的に大きく劣ることは周知のことである。第８図
の回路では、トランジスタＱ６のベースに多くのＰＮＰ
　）ランジスタが接続される構成である（第８図では記
号として１つのＱ８を示しているが実際には６個分のト
ランジスタである）。ＰＮＰトランジスタは、ベースコ
レクタ間容量が大きく、この回路の特性はこの寄生容量
できまる。ＰＮＰ　！−ランジスタは電流駆動能力がな
いうえ、トランジスタＱ８はトランジスタＱ１とＱ５の
コレクタ電流の両方を流さなければならない。この結果
トランジスタＱ８のサイズは大きなものとなる。仮に、
ＰＮＰトランジスタの寄生容量を０．１ｐＦとすると、
この回路例ではトランジスタＱ８は６個の並列接続され
たＰＮＰトランジスタであるので、０．６ｐＦの寄生容
量を持つことになる。

具体的にビデオ帯域の全通過フィルタを考えてみる。

フィルタの極周波数を、例えば５　ＭＨｚということに
し、抵抗をＩＯＫΩにするとコンデンサの値は約３ｐＦ
である。この３ｐＦの値に対して、上記した０、６ｐＦ
という値は、無視てきる値ではない。

このことを考えると、ビデオ信号を通過させるような広
帯域のフィルタは、良い特性では実現できないというこ
とになる。

第９図にはモデル化した回路を示している。第８図にお
いて問題となった寄生容量をコンデンサｃｐとして示し
、他の部分は第７図と同し符号で示している。この回路
の伝達関数を求めるととなり、高い周波数で利得がＣＩ
／（Ｃ］＋Ｃｐ）となってしまう。当然、極と零点の位
置がずれるために完全な全域通過フィルタとはならない
。

そこでこの発明の目的は、ＩＣ化に適し構成素子数が少
ないフィルタ回路を提供することにある。

さらにまたこの発明の目的は、高い周波数においても良
好な特性を示すフィルタ回路を提供することにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、反転入力・非反転入力、反転出力・非反転
出力部を有したトランスコンダクタンス回路と、 前記トランスコンダクタンス回路の前記非反転入力部と
反転出力部との間に接続された第１のコンデンサと、 前記トランスコンダクタンス回路の非反転出力部に接続
された第２のコンデンサと、 前記トランスコンダクタンス回路の非反転出力部に接続
されたバッファ回路と、 前記バッファ回路の出力と前記トランスコンダクタンス
回路の反転出力部との間に接続された抵抗と、 前記トランスコンダクタンス回路の反転出力をフィルタ
出力として導出する手段と、 前記フィルタの出力を前記トランスコンダクタンス回路
の反転入力部に帰還する手段とを備えるものである。

（作　用） 上記の手段により、周波数特性を支配する重要なノード
に生しる寄生容量か小さく、大幅に周波数特性が改善さ
れる。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。入力ノード１０１
には入力信号が導入され、トランスコンダクタンス回路
Ｇｍｌの非反転入力端子（子）に供給される。このトラ
ンスコンダクタンス回路Ｇｍｌは、反転入力端子（＝）
を有し、ここには出力ノード１０２の信号が帰還されて
いる。またトランスコンダクタンス回路Ｇｍｌは、反転
出力端子（−）と非反転出力端子（＋）を有する。

非反転出力端子（＋）は、コンデンサＣ２を介して接地
されるとともに第１のバッファ回路１１１に接続される
。この第１のバッファ回路１１１の出力端子は、抵抗Ｒ
を介して第２のバッファ回路１１２に接続される。また
この第２のバッファ回路１１２の入力端子は、先のトラ
ンスコンダクタンス回路Ｇｍｌの反転出力端子（＝）に
接続されるとともに、コンデンサＣ１を介してトランス
コンダクタンス回路Ｇｍｌの非反転入力端子（＋）に接
続されている。

この発明の一実施例は上記の如く構成され、伝達特性を
求めると以下のようになる。

まず、トランスコンダクタンス回路Ｇｍｌの非反転出力
端子では （Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）　　・　Ｇｍ１−ｓ　　　−Ｃ２
・　ｖａ　　　　　　　　　−（Ｂａ）という方程式が
成り立つ。次にトランスコンダクタンス回路Ｇｍｌの反
転出力端子では、（Ｖａ−Ｖｏｕｔ　）／Ｒ ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ　）　Ｇｉｌ＋（Ｖｏｕｔ　−Ｖ
ｊｎ）　ｓ　Ｃ１・・・（８ｂ） という方程式か成り立つ。但し、ｓ−ｊ　・２ｚ−ｒで
ある（コ・ｊ−１）。

上記の２つの式からＶａを消去すると、ＶｉｎとＶ　ｏ
ｕｔの関係を求めることができる。先に示した式（１ａ
）と、式（８ａ）とは全く同じであり、式（１ｂ）と式
（８ｂ）とはＧｍ２が１／Ｈに置換されたことを除いて
は同じである。

従って、整理するまでもなくこの回路には全域通過特性
をもたせることが可能であることがわかる。

式（８ａ）と（８ｂ）とから伝達特性を求めてみると、 となり、２次全域通過特性を持たせることができること
がわかる。この得られた式は、先の式（２）と同じ形を
している。但し、回路構成の点では第７図のトランスコ
ンダクタンス回路Ｇｍ２がバッファ回路１１１と抵抗Ｒ
に置換されている。

第７図の回路とこの実施例の回路とを見比べると、−見
大差ないように見えるが、実際には大きく異なる。

第１の点は、第７図の回路で存在したトランスコンダク
タンス回路Ｇｍ２　（通常は差動増幅器を基本に構成さ
れる）が、この発明ではバッファ回路１１１（エミッタ
フォロア回路で構成可能）と抵抗Ｒ１ｍ！！換されてい
る為に、トランジスタ回路にした場合素子数が大幅に減
少していることである。第２の点は、トランスコンダク
タンス回路Ｇｍｌの非反転出力端子に接続されていたＧ
ｍ２がなくなり、抵抗Ｒに置き換えられた為に、Ｇｍ２
の出力に存在していた寄生容量がこの発明回路では除去
されていることである。

このように、第１図の回路は、第７図の回路に比べて回
路規模、特性の両面で大きく優れている。

第２図は、１３１図の回路を具体的に素子レベルで示し
ている。

入力ノード１０１は、トランジスタＱ２１のベースに接
続されるとともに、コンデンサＣ１を介してトランジス
タＱ２１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ
２１と０２２とは差動増幅器を構成しており、エミッタ
間には抵抗Ｒ２１が接続され、またそれぞれのエミッタ
はトランジスタＱ２９のコレクタ、トランジスタＱ３０
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２９、Ｑ
３０は定電流源を構成し、それぞれのエミッタは抵抗Ｒ
２５とＲ２６を介して接地ラインＧＮＤに接続されてい
る。トランジスタＱ２１とＱ２２のコレクタは、トラン
ジスタＱ２８とＱ２７のコレクタに接続されている。こ
のトランジスタＱ２８とＱ２７のエミッタはそれぞれ抵
抗Ｒ２４と、Ｒ２３を介して電源ラインｖｃｃに接続さ
れている。

トランジスタＱ２２のコレクタは、コンデンサＣ２を介
して電源ラインｖｅｅに接続されるとともに、トランジ
スタ０２３のベースに接続される。

トランジスタ０２３のコレクタは、電源ラインｖｃｅに
接続され、エミッタは定電流源を構成するトランジスタ
Ｑ３１のコレクタに接続される。トランジスタＱ３１の
エミッタは抵抗Ｒ２７を介して接地ラインＧＮＤに接続
されている。

トランジスタ０２３のエミッタは、抵抗ＲＸを介してト
ランジスタＱ２６のベースとトランジスタＱ２１のコレ
クタに接続されている。トランジスタＱ２６のコレクタ
は電源ラインｖｅｃに接続され、エミッタは、トランジ
スタＱ２２のベースに接続されるとともに、トランジス
タＱ３４のコレクタに接続される。このトランジスタＱ
３４のエミッタは抵抗Ｒ３０を介して接地ラインＧＮＤ
に接続される。

バイアス電源ＶＢＩは、トランジスタＱ２７．０２ｇの
ベースに接続され、バイアス電源ＶＢ２は、トランジス
タＱ２９、Ｑ３０、Ｑ３１、Ｑ３４のベースに接続され
る。

上記の回路において第１図の回路ブロックに対応する部
分には第１図と同一符号を付している。

トランジスタＱ２１．Ｑ２２で構成される差動増幅器の
トランスコンダクタンスは、１／Ｒ２１で表される。よ
って式（９）において Ｒ２１−１／Ｇｍｌ　　　　　　　　・＝（１０）ＲＸ
−Ｒ・・・（１１） とすることにより、式（９）は と置き換えることができる。この式（１２）は、従来の
回路の式（６）と全く同じ式となっている。

第２図の回路と第８図の回路を比較すると、回路の素子
数が大幅に低減されていることが理解できる。また、従
来の回路においてトランジスタＱ８のサイズはコレクタ
電流を流すのにＰＮＰトランジスタ６個分のサイズを要
したが、この実施例では、トランジスタ０２８のサイズ
は小さくすることができ、それだけ寄生容量も減少する
。これにより回路の特性も向上する。特に、式（２）よ
りわかるが、従来の回路であるとトランスコンダクタン
ス回路Ｇｍ２は、Ｇ　ｍ　１の２倍のトランスコンダク
タンスを有するので、Ｇｍ２の電流としてはＧｍｌの電
流の２倍となっている。従って、同一条件で考えるなら
ば、第８図のトランジスタＱ８の電流に対して第１図の
トランジスタＱ２８の電流は１／３になる。すなわち寄
生容量も１／３にできることを意味する。

さらにこの発明の構成にすると、巧く構成すればブロッ
ク上では表せないほどの大きな違いか生じる。

第３図はその実施例をさらに示している。この実施例で
は、トランスコンダクタンス回路Ｇｍｌの出力電流を、
トランジスタ０２３（第１のバ・ソファ回路１１１）の
バイアス電流として利用している。

入力ノード１０１は、トランジスタＱ２１のベースに接
続されるとともにコンデンサＣ１を介してトランジスタ
Ｑ２１のコレクタに接続される。

トランジスタＱ２１、Ｑ２２のエミッタ側は、先の実施
例と同じ構成である。トランジスタＱ２２のコレクタは
、トランジスタＱ２７のコレクタに接続され、またコン
デンサＣ２を介して電源ラインＶｃｃに接続されるとと
もに、トランジスタ０２Ｂのベースに接続されている。

そしてトランジスタＱ２３のコレクタは電源ラインＶＣ
Ｃに接続されエミッタは抵抗ＲＸを介してトランジスタ
Ｑ２１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２
７のエミッタは抵抗Ｒ２３を介して電源ラインｖＣＣに
接続されている。

トランジスタＱ２１のコレクタは、さらにトランジスタ
Ｑ２６のベースに接続される。トランジスタＱ２６のコ
レクタは電源ラインｖＣＣに接続され、エミッタはトラ
ンジスタＱ３４のコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ３４のエミッタは抵抗Ｒ３０を介して接地ライン
ＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２７のベース
には、バイアス電源ＶＢＩが接続され、トランジスタＱ
２９、Ｑ３０、Ｑ３４のベースにはバイアス電源ＶＢ２
か接続されている。

上記の実施例によると、第１図の回路よりも素子数がさ
らに低減されている。しかもトランジスタＱ２６のベー
スにはＰＮＰ　トランジスタが接続されていないため、
このベース点の寄生容量は最小になっている。従って、
この実施例では周波数特性はさらに優れたものとなる。

このように、この実施例では、バッファ回路１１１を構
成するトランジスタ０２３のバイアス電流をトランスコ
ンダクタンス回路Ｇｍ１の出力電流で供給する工夫をす
ることにより、素子をさらに減らすことができるととも
に、トランスコンダクタンス回路Ｇｍｌに必要とされた
ＰＮＰ　トランジスタを削除することができ、簡略化と
同時に特性改善を行うことができる。この回路の伝達特
性は、第２図の回路の場合と同様に となる。

第４図はこの発明のさらに他の実施例である。

この実施例は、第３図の回路とほぼ同じであるが、各ト
ランジスタ素子部の構成が異なり、トランスコンダクタ
ンスを一層安定化させる構成となっている。第３図に対
応する部分には同一符号を付している。この実施例は、
トランジスタＱ２１゜Ｑ２２．Ｑ２３．Ｑ２６の各素子
が、ダーリントン接続のトランジスタ構成となり、トラ
ンジスタＱ２７がカスコード接続のトランジスタ構成と
なっている。

フィルタ回路では、トランスコンダクタンスの変化はフ
ィルタ特性の変動に影響するので、トランスコンダクタ
ンスは正確でなければならい。従来の回路においても同
様であるが、差動増幅器を用いたトランスコンダクタン
ス回路は差動トランジスタのβ（電流増幅率）が低下す
ると誤差を招く。この実施例ではトランジスタのβの劣
化の影響が小さくなるように各ＮＰＮ　トランジスタを
ダーリントンで構成した例である。またＰＮＰトランジ
スタはカスコード接続されているのは、ＰＮＰ　）ラン
ジスタのアーリー電圧の低下により周波数利得が減少す
るのを防ぐためである。このようにすると素子特性の変
動があってもフィルタ特性は変動しにくくなる。

第５図は、第３図の実施例の回路をさらにシンプルに示
したものである。従って、第３図の回路に対応する部分
は同一符号を付している。第５図では、バッファ回路等
を削除して示している。出力インピーダンスが高いので
次段の回路の入力インピーダンスが低い場合は、出力側
にバッファ回路を必要とするが、次段の回路の入力イン
ピーダンスが高い場合は、この実施例に示す回路のまま
で使用できる。

［発明の効果コ 以上説明したようにこの発明のフィルタ回路にれば、Ｉ
Ｃ化に適し構成素子数が少なく、高い周波数においても
良好な特性を示すことができる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の具体的素子構成を示す回路図、第３図はこ
の発明の他の実施例を示す回路図、第４図はさらにこの
発明の他の実施例を示す回路図、第５図はさらにまたこ
の発明の他の実施例を示す回路図、第６図は従来のフィ
ルタ回路の例を示す図、第７図も従来のフィルタ回路の
例を示す図、第８図は第７図の回路の具体的素子構成を
示す図、第９図は従来の回路の問題点を説明するために
示した回路図である。 Ｇｍｌ・・・トランスコンダクタンス回路、１１１．１
１２・・・バッファ回路、Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ
、Ｒ・・・抵抗、Ｑ２１〜Ｑ２３、Ｑ２６〜Ｑ３１、Ｑ
３４・・トランジスタ、Ｒ２１、Ｒ２３〜Ｒ２７、Ｒ３
０、ＲＸ・・・抵抗。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第４図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）反転入力・非反転入力、反転出力・非反転出力部
   を有したトランスコンダクタンス回路と、前記トランス
   コンダクタンス回路の前記非反転入力部と反転出力部と
   の間に接続された第１のコンデンサと、 前記トランスコンダクタンス回路の非反転出力部に接続
   された第２のコンデンサと、 前記トランスコンダクタンス回路の非反転出力部に接続
   されたバッファ回路と、 前記バッファ回路の出力と前記トランスコンダクタンス
   回路の反転出力部との間に接続された抵抗と、 前記トランスコンダクタンス回路の反転出力をフィルタ
   出力として導出する手段と、 前記フィルタの出力を前記トランスコンダクタンス回路
   の反転入力部に帰還する手段と を具備したことを特徴とするフィルタ装置。
2. （２）前記トランスコンダクタンス回路は、差動増幅回
   路であり、前記バッファ回路はエミッタフォロア回路で
   あることを特徴とする請求項第１項記載のフィルタ装置
   。
3. （３）差動回路を構成する第１、第２のトランジスタと
   、 前記第１のトランジスタのコレクタ・ベース間に接続さ
   れた第１のコンデンサと、 第２のトランジスタのコレクタに接続された第２のコン
   デンサと、 前記第２のトランジスタのコレクタにベースが接続され
   た第３のトランジスタと、 前記第３のトランジスタのエミッタと前記第１のトラン
   ジスタのコレクタ間に接続された抵抗とを有し、前記第
   １のトランジスタのベースを入力部、前記第２のトラン
   ジスタのベースを出力部とすることを特徴としたフィル
   タ回路。