JPH0416004A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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Abstract
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Description
発振周波数を可変することのできる電圧制御発振器に関
する。
に増加している。これらの機器は、マルチ・チャンネル
・アクセス方式により、電波法で割り当てられた周波数
帯の中の、空いている周波数チャンネルを選択して通信
を行う、このため、送信回路及び受信回路に用いられる
基準信号発振器、いわゆるローカル発振器には、発振周
波数の可変できる電圧制御発振器が必要になる。また、
周波数の有効利用の観点から、上記の機器のチャンネル
の周減数間隔は、例えば25KHzと極めて狭く設定さ
れている。このため、隣のチャンネルに妨害を与えない
よう、ローカル発振器によって発生される基準信号は極
めて安定で、しかも位相雑音が少なくなければならない
。
、水晶振動子の弾性表面波素子などの圧電素子を用いた
発振器が、よく知られている。発振器において、発振周
波数を安定にすることと、周波数を可変にすることとは
、矛盾した課題となるが、上記の圧電素子を用いた、周
波数を可変できる発振器がいくつか考案されている。最
も一般的なものは、圧電素子と直列または並列に可変容
量ダイオード等の可変容量素子を接続し、その素子に印
加するバイアス電圧を制御して容量を変化させることに
より、圧電素子に対する負荷容量を変化させて、発振周
波数を可変する電圧制御発振器である。
を用いた電圧制御発振器が考案されている。
説明する。第4図において、トランジスタ101のエミ
ッタは接地端子102に接続され、コレクタはトランジ
スタ103,104の各エミッタに接続されている。ト
ランジスタ103のコレクタは直接、トランジスタ10
4のコレクタは抵抗105を介して、それぞれ電源端子
106に接続されている。また、トランジスタ103の
ベースとトランジスタ104のベースとは、それぞれ制
御端子107と制御端子108とに接続されている。以
上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成される
。すなわち、トランジスタ101のベースに入力される
入力電流は増幅され、 トランジスタ101のコレクタ
電流となる。
の場合には、トランジスタ103とトランジスタ104
のベース電位が同一となるため、トランジスタ101の
コレクタ電流はトランジスタ103と104の各コレク
タ〜エミッタ間に1/2ずつ流れる。よって、トランジ
スタ101によって増幅された電流の172が、抵抗1
05とトランジスタ104のコレクタ〜エミッタ間を介
して流れる。 しかし、制御端子107の電位が制御端
子108の電位より高い場合には、 トランジスタ10
3のベース電位がトランジスタ1040ベース電位より
高くなり、 トランジスタ103を介して流れるトラン
ジスタ101のコレクタ電流の割合が増加し、 トラン
ジスタ104を介して流れる割合は減少する。 よって
、抵抗105を介して流れるトランジスタ101によっ
て増幅された電流の割合も減少する。抵抗105を負荷
と考えると、増幅度すなわち上記入力電流に対する負荷
電流の比が減少したことになる。逆に、制御端子108
の電位が制御端子107の電位より高い場合には、抵抗
105を介して流れるトランジスタ101によって増幅
された電流の割合が増加し、増幅度が増加する。このよ
うに、制御端子107と108の電位によって増幅度の
可変できる増幅器が構成されている。
は接地端子102に接続され、 コレクタはトランジス
タ110.111の各二ミッタに接続されている。トラ
ンジスタ110のコレクタは直接、 電源端子106に
接続され、トランジスタ111のコレクタは抵抗105
を介して、電源端子106に接続されている。
]1のベースは、それぞれ制御端子108と制御端子)
07とに接続されている。以上の回路により、第二の増
幅度可変増幅器が構成される。なお、抵抗105は、第
一の増幅度可変増幅器とが共用しているが、抵抗105
にコレクタが接続されたトランジスタ1110ベースが
第一の増幅度可変増幅器とは逆に制御端子107に接続
されているため、制御端子107と108の電位に対す
る第二の増幅度可変増幅器の増幅度の変化は、第一の増
幅度可変増幅器の増幅度の変化とは逆になる。
度可変増幅器の各出力電流は抵抗105により加算され
る。
が、第一と第二の増幅度可変増幅器とで逆になっている
ため、制御端子107の電位が制御端子108の電位よ
り高い場合には、抵抗105に流れる電流のうち、第二
の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合が、
第一の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合
よりも大きくなる。逆に、制御端子108の電位が制御
端子107の電位より高い場合には、抵抗105に流れ
る電流のうち、第一の増幅度可変増幅器によって増幅さ
れた電流の割合が、第二の増幅度可変増幅器によって増
幅された電流の割合よりも大きくなる。
じ周波数の90度の位相差をもった信号がそれぞれ入力
されると仮定すると、抵抗105に流れる電流の位相を
、制御端子107と108との電位差によって90度変
化させることができる。なぜならば、上記第一の増幅度
可変増幅器によって増幅され抵抗105に流れる電流と
、上記第二の増幅度可変増幅器によって増幅され抵抗1
05に流れる電流を、 それぞれベクトルと考えると、
この二つのベクトルは90度の位相差をもつが、抵抗1
05によって合成され、ひとつの合成ベクトルとなる。
との電位差によって、それぞれ反対に変化するので、上
記合成ベクトルはこの二つのベクトルの間を動くことに
なる。よって、上記電位差によって、合成ベクトルすな
わち抵抗105に流れる電流の位相を90度変化させる
ことができる。抵抗105の電流の位相が90度変化す
るので、抵抗105とトランジスタ104及び111の
各コレクタとの接続点の電圧の位相も90度変化する。
4及び111の各コレクタの接続点の電圧は増幅器11
2で増幅され、出力端子114に出力されるとともに、
弾性表面波遅延線115の入力インターディジタル電極
116に入力される。弾性表面波遅延線115の第一の
出力インターディジタル電極117の一端はトランジス
タ101のベースに接続され、 もう一端は接地されて
いる。また、弾性表面波遅延線115の第二の出力イン
ターディジタル電極118の一端はトランジスタ109
のベースに接続され、 もう一端は接地されている。弾
性表面波遅延線115の入力インターディジタル電極1
16と第一の出力インターディジタル117との音響的
な距離と、入力インターディジタル電極116と第二の
出力インターディジタル11gとの音響的な距離とは、
174波長異なるように設計される。これにより、トラ
ンジスタ101と109の各ベースには、90度の位相
差を持つ信号がそれぞれ入力される。さらに、トランジ
スタ101と109の各ベースには、電源端子106と
接地端子102に接続されたバイアス回路から、 それ
ぞれ抵抗119と120とを介してバイアス電圧が印加
される。
下、その動作を説明する。弾性表面波遅延線115を除
く回路の入力、すなわちトランジスタ101と109と
のベースには、弾性表面波遅延線115によって、90
度位相の異なる信号が入力される。 この信号は増幅さ
れ弾性表面波遅延gl15に帰還される。 よって、弾
性表面波遅延線115を除く回路の増幅度の絶対値が弾
性表面波遅延@ 115の損失の絶対値より大きく、か
つ1弾性表面波遅延$115 と他の回路とを通って帰
還されてくる信号の位相が0度または360度の整数倍
となる周波数で発振する。弾性表面波遅延線115は、
その通過周波数帯域内において、入出力間の位相が周波
数に依存して変化するので、上記の制御端子107と1
08との電位差により、帰還信号の位相を変化させれば
、発振周波数を可変できる。
子や弾性表面波共振子を用いた電圧制御発振回路と比較
して、周波数可変幅が広い、弾性表面波遅延線の設計に
よりある程度任意の周波数可変幅が得られる、可変容量
素子やインダクタンスさらに大容量のコンデンサが不要
なことから極めて集積回路化に適する、などの特徴があ
る。
る、入出力間の位相差の周波数に対する変化量を、36
0度以上になるように設計することは、入力インターデ
ィジタル電極と出力インターディジタル電極との距離を
大きくすることにより可能である。 しかし、360度
以下になるように設計することは入力インターディジタ
ル電極と出力インターディジタル電極とが重なってしま
うため困難である。上記第4図の電圧制御発振回路にお
いては、制御電圧により第一と第二との増幅度可変増幅
器の増幅度を可変して得られる帰還信号の位相の変化量
は90度であり、弾性表面波遅延線の通過帯域の174
以下しか使っていない。当然、発振周波数の変化範囲も
弾性表面波遅延線の通過帯域の174以下となる。 こ
のように、第4図に示したような従来の電圧制御発振器
においては、弾性表面波遅延線の能力を最大限に使えて
いないという問題があった。
おいて、発振周波数の可変範囲が弾性表面波遅延線の通
過帯域の数分の1となってしまい、弾性表面波遅延線の
能力を最大限に使えていないという課題を解決しようと
するものである。
る二つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅した後
、加算することにより、信号の位相を変化させて該弾性
表面波遅延線に帰還する構成の電圧制御発振器において
、制御電圧に応じて該二つの増幅度可変増幅器の増幅度
を可変するとともに、その出力信号の位相を反転できる
ようにしたものである。
二つの信号の位相差を90度とすると、その信号を増幅
する二つの増幅度可変増幅器の各出力信号も90度の位
相差をもつ。その一方を実数ベクトル、もう一方を虚数
ベクトルと考えると、まず、制御電圧の可変範囲の第一
の範囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ正
位相の実数ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち
位相0度のベクトルと90度のベクトルとをそれぞれ出
力する。この二つのベクトルの絶対値が制御電圧に応じ
て変化するため、この二つの信号を加算して得られる合
成ベクトルの位相は制−電圧に応じて0度から90度の
範囲で変化する。次に、制御電圧の可変範囲の第二の範
囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ負位相
の実数ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち位相
180度のベクトルと90度のベクトルとをそれぞれ出
力する。
から180度の範囲で変化する。次に、制御電圧の可変
範囲の第三の範囲において、二つの増幅度可変増幅器は
それぞれ負位相の実数ベクトルと負位相の虚数ベクトル
、すなわち位相180度のベクトルと270度のベクト
ルをそれぞれ出力する。
度から270度の範囲で変化する。最後に、制御電圧の
可変範囲の第四の範囲において、二つの増幅度可変増幅
器はそれぞれ正位相の実数ベクトルと負位相の虚数ベク
トル、すなわち位相360度のベクトルと270度のベ
クトルをそれぞれ出力する。
度から360度の範囲で変化する。以上のように、合成
ベクトルは制御電圧に応じて0度から360度の範囲で
変化する。この信号は弾性表面波遅延線に帰還される。
が弾性表面波遅延線の損失の絶対値より大きく、かつ、
弾性表面波遅延線は他の回路とを通って帰還されてくる
信号の位相が0度または360度の整数倍となる周波数
で発振する。
入出力間の位相が周波数に依存して変化するので、帰還
信号すなわち上記合成ベクトルの位相が変化することに
より、発振周波数は制御電圧に応じて変化する。
細に説明する。第1図は本発明の一実施例を示す回路構
成図である。第1図において、トランジスタ1のエミッ
タは接地端子2に接続され、コレクタはトランジスタ3
.4の各エミッタに接続されている。トランジスタ3の
コレクタは抵抗5を介して、トランジスタ4のコレクタ
は抵抗6を介して、それぞれ電源端子7に接続されてい
る0以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成
される。そして、トランジスタ8のエミッタは接地端子
2に接続され、コレクタはトランジスタ9.10の各エ
ミッタに接続されている。トランジスタ9のコレクタは
抵抗5を介して、トランジスタ10のコレクタは抵抗6
を介して、それぞれ電源端子7に接続されている。以上
の回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成される。
11の一方の入力に接続され、トランジスタ4.10の
各コレクタはもう一方の入力に接続されている。差動増
幅器11の出力は、aカ端子12に接続されるとともに
、弾性表面波遅延線13の入力インターディジタル電極
14に接続されている。弾性表面波遅延線13の第一の
出力インターディジタル電極15の一端はトランジスタ
1のベースに接続され、もう一端は接地されている。ま
た、弾性表面波遅延線13の第二の出力インターディジ
タル電極16の一端はトランジスタ8のベースに接続さ
れ、もう一端は接地されている5弾性表面波遅延線13
の入力インターディジタル電極14と第一の呂カインタ
ーディジタル15との音響的な距離と、入力インターデ
イシタルミ極14と第二の出力インターディジタル16
との音響的な距離とは、174波長異なるように設計さ
れる。これにより、トランジスタ1と8との各ベースに
は、90度の位相差を持つ信号がそれぞれ入力される。
子7と接地端子2に接続されたバイアス回路17から、
それぞれ抵抗18と19を介してバイアス電圧が印加さ
れる。さらに、トランジスタ3.4.9.10の各ベー
スは、それぞれ制御端子20.21.22.23に接続
されている。
例の動作を説明する。
幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動作
を説明する。第1図の回路において、第一の出力インタ
ーディジタル電極15からトランジスタ1のベースに入
力された信号は、増幅されトランジスタ1のコレクタ電
流となり、そのコレクタ電流は、トランジスタ3とトラ
ンジスタ4とを介して流れる。トランジスタ3と4との
各ベースには、制御端子20と21とから制御電圧が印
加されるが、その制御電圧が同電位の場合、トランジス
タ3と4との各コレクタ〜エミッタ間には、トランジス
タ1のコレクタ電流1/2ずつ流れる。
て流れ、トランジスタ4のコレクタ電流は抵抗6を介し
て流れる。よって、抵抗Sと6とには、同じ大きさ、同
じ位相の電流が流れるため、差動増幅器11の二つの入
力間には電位差すなわち差動電圧は生じない。次に、制
御端子21の電位に対して制御端子20の電位が上昇す
ると、トランジスタ3のベース電位が上昇し、トランジ
スタ4のベース電位が下降するため、トランジスタ3の
コレクタ電流が増加し、トランジスタ4のコレクタ電流
が減少する。よって、抵抗5を介して流れるトランジス
タ1のコレクタ電流の割合が、抵抗6を介して流れる割
合よりも大きくなり、差動増幅器11の入力間に差動電
圧が生じる。次に、制御端子21の電位に対して制御端
子20の電位が低下すると、トランジスタ3のベース電
位が低下し、トランジスタ4のベース電位が上昇するた
め、トランジスタ3のコレクタ電流が減少し、トランジ
スタ4のコレクタ電流が増加する。よって、抵抗6を介
して流れるトランジスタ1のコレクタ電流の割合が、抵
抗5を介して流れる割合よりも大きくなり、差動増幅器
11の入力間に差動電圧が生しる。
位が制御端子21の電位より高い場合に発生する差動電
圧の位相を0度とすると、抵抗5と6との電流比が反転
しているため、180度の位相となる。そして、差動増
幅器11の入力間に発生する差動電圧は差動増幅器11
で増幅され、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上
記差動電圧の絶対値は制御端子20と制御端子21との
電位差に応じて変化する。
御端子20の電位が制御端子21の電位より高い場合に
は、差動増幅器11の入力間に位相が0度の差動電圧が
発生し、制御端子20と21との電位差が小さくなるに
つれて、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子2
0と21とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。
低くなると、位相が180度の差動電圧が発生し、 そ
の絶対値は制御端子20と21との電位差が大きくなる
につれて大きくなる。
と21とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が
変化し、出力信号の位相が反転する。
22と23とに印加される制御電圧に応じて、その増幅
度が変化し、出力信号の位相が反転する。
幅器によって共用されており、第一と第二との増幅度可
変増幅器の両方の電流が流れる。
は、抵抗5と6とにより加算される。このため、差動増
幅器11の入力間に発生する差動電圧も、第一と第二と
の増幅度可変増幅器によって発生する電圧の和となる。
延線13によって、位相が90度l4る信号が入力され
る。よって、第一の増幅度可変増幅器の出力信号が基準
にすると、第二の増幅度可変増幅器からは、90度と2
70度との信号が出力されることになる。そして、第一
の増幅度可変増幅器の出力信号と、第二の増幅度可変増
幅器の出力信号とを、それぞれベクトルと考えると、こ
の二つのベクトルは抵抗5と6とによって加算され、ひ
とつの合成ベクトルとなる。
23に印加される制御電圧に応じて、その動作を4つの
状態に分けて考えることができる。
1の電位より高く、かつ制御端子22の電位が制御端子
23の電位より高い状態である。この場合、第一の増幅
度可変増幅器からは位相が0度の信号が出力され、第二
の増幅度可変増幅器からは位相90度の信号が出力され
る。よって、制御端子20と21との電位差、及び制御
端子22と23との電位差をそれぞれ可変することによ
り、上記合成ベクトルの位相は0度から90度の範囲で
変化する。
位より低く、かつ制御端子22の電位が制御端子23の
電位より高い状態である。この場合、第一の増幅度可変
増幅器からは位相が180度の信号が出力され、第二の
増幅度可変増幅器からは位相90度の信号が出力される
。よって、制御端子20と21との電位差、及び制御端
子22と23との電位差をそれぞれ可変することにより
、上記合成ベクトルの位相は90度から180度の範囲
で変化する。
位より低く、かつ制御端子22の電位が制御端子23の
電位より低い状態である。この場合、第一の増幅度可変
増幅器からは位相が180度の信号が出力され、第二の
増幅度可変増幅器からは位相270度の信号が出力され
る。よって、制御端子20と21との電位差、及び制御
端子22と23との電位差をそれぞれ可変することによ
り、上記合成ベクトルの位相は180度から270度の
範囲で変化する。
21の電位より高く、かつ制御端子22の電位が制御端
子23の電位より低い状態である。この場合、第一の増
幅度可変増幅器からは位相が0度すなわち360度の信
号が出力され、第二の増幅度可変増幅器からは位相27
0度の信号が出力される。
22と23との電位差をそれぞれ可変することにより、
上記合成ベクトルの位相は270度から360度の範囲
で変化する。
]、22.23に印加される制御電圧により、上記合成
ベクトルの位相は0度から360度の範囲で変化する。
変増幅器の各入力すなわちトランジスタ1と8との各ベ
ースに、弾性表面波遅延線13によって90度位相の異
なる信号が入力され、この信号はそれぞれ増幅され、抵
抗5.6で加算すなわちベクトル合成される。そして、
この信号はさらに増幅器11で増幅され、弾性表面波遅
延線13に帰還される。この時、弾性表面波遅延111
13を除く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅
延線13の損失の絶対値より大きく、かつ弾性表面波遅
延線13と他の回路とを通って帰還されてくる信号の位
相が0度または360度の整数倍となる周波数で発振す
る。また、制御端子20.21.22.23に印加され
る制御電圧に応じて、上記帰還信号の位相が0度から3
60度の範囲で変化することにより発振周波数が変化す
る。
波数帯域において、周波数に対して360度変化するよ
うに設計されているとすると、第1図の実施例の周波数
可変範囲は弾性表面波遅延線13の通過周波数帯域とほ
ぼ同じになる。
変化範囲が弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同となり
、弾性表面波遅延線の能力を最大限に使える。よって、
第4図に示したような従来の電圧制御発振器と同じ弾性
表面波遅延線を用いたとすると、数倍の周波数可変範囲
が得られる。
従来例と同様に、極めて安定で位相雑音の少ない電圧制
御発振器が構成できるが、周波数可変幅を従来の電圧制
御発振器と同じにした場合、すなわち弾性表面波遅延線
の通過帯域を数分の1にした場合には、弾性表面波遅延
線の周波数に対する位相の変化量が数倍になり、雑音に
対する感度が小さくなるため、位相雑音をさらに小さく
することができる。そして、第1図の実施例は、可変容
量素子やインダクタンス、大容量のコンデンサ等を必要
としないため極めて集積回路化に適する。例えば第1図
の実施例は、弾性表面波遅延線13を除く他の回路を集
積回路化した半導体基板チップと、弾性表面波遅延線1
3を形成した圧電基板チップの、二つのチップで構成す
ることができ、超小型の電圧制御発振器を構成すること
が可能である。
々に変形して実施できる。
ものである。第2図において、トランジスタ41と42
との各エミッタは直流電流源43を介して接地端子44
に接続され、トランジスタ41のコレクタはトランジス
タ45と46との各エミッタに、トランジスタ42のコ
レクタはトランジスタ47と48との各エミッタに接続
されている。トランジスタ45と47とのコレクタは抵
抗49を介して、トランジスタ46と48とのコレクタ
は抵抗51を介して、それぞれ電源端子5zに接続され
ている1以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が
構成される。
電流源55を介して接地端子44に接続され、トランジ
スタ53のコレクタはトランジスタ56と57との各エ
ミッタに、トランジスタ54のコレクタはトランジスタ
58と59との各エミッタに接続されている・トランジ
スタ56と58とのコレクタは抵抗49を介して、トラ
ンジスタ57と59とのコレクタは抵抗51を介して、
それぞれ電源端子52に接続されている。
る。さらに、トランジスタ45.47.56.58の各
コレクタは差動増幅器60の一方の入力に接続され、ト
ランジスタ46.48.57.59の各コレクタはもう
一方の入力に接続されている。差動増幅器60の出力は
、出力端子61に接続されるとともに、弾性表面波遅延
963の入力インターディジタル電極64に接続されて
いる。弾性表面波遅延線63の第一の出力インターディ
ジタル電極65はトランジスタ41と42とのベース間
に接続されている。また、弾性表面波遅延@63の第二
の出力インターディジタル電極66はトランジスタ53
と54とのベース間に接続されている。弾性表面波遅延
線63の入力インターディジタル電極64と第一の出力
インターディジタル65との音響的な距離と、入力イン
ターディジタル電極64と第二の出力インターディジタ
ル66との音響的な距離とは、174波長異なるように
設計される。これにより、トランジスタ41と42との
ベース間とトランジスタ53と54とのベース間とには
、90度の位相差を持つ信号がそれぞれ入力される。ト
ランジスタ41.42.53.54の各ベースには、電
源端子52と接地端子44に接続されたバイアス回路6
7から、それぞれ抵抗68.69.70.71を介して
バイアス電圧が印加される。さらに、トランジスタ45
.48の各ベースは制御端子72に、トランジスタ46
.47の各ベースは制御端子73に、トランジスタ56
.59の各ベースは制御端子74に、トランジスタ57
.58の各ベースは制御端子75に、それぞれ接続され
ている。
例の動作を説明する。
幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動作
を説明する。第2図の回路において1弾性表面波遅延線
63の第一の出力インターディジタル電極65からトラ
ンジスタ41と42のベース間に入力された信号は、ト
ランジスタ41と42との差動増幅動作によって増幅さ
れ、トランジスタ41.42のコレクタ電流となり、そ
のコレクタ電流は、それぞれトランジスタ45.46.
47.48を介して流れるゆトランジスタ45.48と
トランジスタ46.47との各ベースには、制御端子7
2と73から制御電圧が印加されるが、その制御電圧が
同電位の場合、トランジスタ45と46の各コレクタ〜
エミッタ間にはトランジスタ41のコレクタ電流1/2
ずつ流れ、トランジスタ47と48の各コレクタ〜エミ
ッタ間にはトランジスタ42のコレクタ電流が1/2ず
つ流れる。そして、トランジスタ45と47を流れる電
流は抵抗49で加算され、同様にトランジスタ46と4
8とを流れる電流は抵抗51で加算される。トランジス
タ41と42との差動動作により、トランジスタ45の
コレクタ電流に対してトランジスタ47のコレクタ電流
は逆位相になり、トランジスタ46のコレクタ電流に対
してトランジスタ48のコレクタ電流は逆位相となる。
コレクタ電流は打ち消しあい、抵抗51に流れるトラン
ジスタ46と48とのコレクタ電流も打ち消しあうため
、差動増幅器60の二つの入力間には電位差すなわち差
動電圧は生じない。次に、制御端子73の電位に対して
制御端子72の電位が上昇すると、トランジスタ45.
48のベース電位が上昇し、トランジスタ46.47の
ベース電位が低下するため、トランジスタ45.48の
コレクタ電流が増加し、トランジスタ46.47のコレ
クタ電流が減少する。すなわち、トランジスタ45.4
8のコレクタ電流を基準に考えると、正位相の電流が増
加し、逆位相の電流が減少する。よって、差動増幅器6
0の入力間に差動電圧が生じる。次に、制御端子73の
電位に対して制御端子72の電位が低下すると、トラン
ジスタ45.48のベース電位が低下し、トランジスタ
46.47のベース電位が上昇するため、トランジスタ
45.48のコレクタ電流が減少し、トランジスタ46
.47のコレクタ電流が増加する。よって、正位相の電
流が減少し、逆位相の電流が増加するため、差動増幅器
60の入力間に差動電圧が生じる。この時発生する該差
動電圧の位相は、制御端子72の電位が制御端子73の
電位より高い場合に発生する差動電圧の位相を0度とす
ると、抵抗49と51との電流の位相が反転しているた
め、180度の位相となる。そして、差動増幅器60の
入力間に発生する差動電圧を差動増幅器60で増幅され
、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上記差動電圧
の絶対値は制御端子72と制御端子73との電位差に応
じて変化する。
御端子72の電位が制御端子73の電位より高い場合に
は、差動増幅器60の入力間に位相が0度の差動電圧が
発生し、制御端子72と73との電位差が小さくなるに
つれて、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子7
2と73とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。
低くなると、位相が180度の差動電圧が発生し、その
絶対値は制御端子72と73との電位差が大きくなるに
つれて大きくなる。
と73とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が
変化し、出力信号の位相が反転する。
74と75とに印加される制御電圧に応じて、その増幅
度が変化し、出力信号の位相が反転する。
可変増幅器によって共用されており、第一と第二の増幅
度可変増幅器の両方の電流が流れる。
は、抵抗49と51とにより加算される。このため、差
動増幅器60の入力間に発生する差動電圧も、第一と第
二との増幅度可変増幅器によって発生する電圧の和とな
る。また、第一と第二との増幅度可変増幅器には弾性表
面波遅延線63によって、位相が90度l4る信号が入
力される。よって、第一の増幅度可変増幅器の出力信号
を基準にすると、第二の増幅度可変増幅器からは、90
度と270度との信号が出力されることになる。そして
、第一の増幅度可変増幅器の出力信号と、第二の増幅度
可変増幅器の出力信号とを、それぞれベクトルと考える
と、この二つのベクトルは抵抗49と51とによって加
算され、ひとつの合成ベクトルとなる。
御端子72.73.74.75に印加される制御電圧に
応じて、その動作を4つの状態に分けて考えることがで
きる。その結果、上記合成ベクトルは該制御電圧に応じ
て0度から360度の範囲で変化する。
可変増幅器の各入力すなわちトランジスタ41と42と
のベース間とトランジスタ53.54のペース間とに1
弾性表面波遅延線13によって90度位相の異なる信号
が入力され、この信号はそれぞれ増幅され、抵抗49.
51で加算すなわちベクトル合成される。そして、この
信号はさらに増幅器60で増幅され、弾性表面波遅延線
63に帰還される。この時、弾性表面波遅延線63を除
く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅延線63
の損失より大きく、かつ弾性表面波遅延線63と他の回
路とを通って帰還されてくる信号の位相が0度または3
60度の整数倍となる周波数で発振する。また、制御端
子72.73.74.75に印加される制御電圧に応じ
て、上記帰還信号の位相が0度から360度の範囲で変
化することにより発振周波数が変化する。
果が得られる。加えて、第2図の実施例においては、高
周波回路が差動増幅構成となっているため、電源端子5
2と接地端子44とに接続される電源に高周波電流が流
れない。よって第2図の回路が、該電源に接続された他
の回路に対する雑音源になるようなことがない。逆に、
該電源の接続線等に、直接または電磁誘導などによって
雑音が印加されたとしても、差動動作によって打ち消す
ことができ、発振周波数や出力電圧の変動を極めて小さ
くできる。
。この実施例は、第2図の実施例の直流電流源43と5
5とを、可変電流源80と81とに置き換えたものであ
り、第−及び第二の増幅度可変増幅器の増幅度と出力信
号の位相とを独立に制御しようとするものである。該可
変電流源80と81との各電流値は制御端子82と83
とに印加される制御電圧または制御電流により可変され
る。第3図においてトランジスタ41と42とは差動増
幅器として動作するが、その増幅度はバイアス電流すな
わち可変電流源80の電流値によって変化する。よって
、第一の増幅度可変増幅器の増幅度は制御端子82に印
加される制御信号によって可変される。同様に第二の増
幅度可変増幅器の増幅度は制御端子83に印加される制
御信号によって可変される。ところで、第3図の回路に
おいても、第2図の実施例と同様に制御端子72.73
.74.75に印加される制御電圧によって、該増幅度
を可変することが可能である。
3.74.75は第−及び第二の増幅度可変増幅器の出
力信号の位相を切り替えるための、ディジタル入力端子
として使用される。すなわち、第3図の実施例では、第
−及び第二の増幅度可変増幅器の増幅度は、制御端子8
2.83で制御され、位相は制御端子72.73.74
.75で制御される。その他の動作は、第2の実施例と
同様である。
果が得られる。加えて、バイアス電流により増幅度の制
御をおこなっているため、増幅度を必要としない方の増
幅度可変増幅器のバイアス電流を少なくすることができ
、第2図の実施例に比べて消費電流を少なくできる。ま
た、発振周波数の可変範囲を、制御端子72.73.7
4.75に印加されるディジタル信号によって、切り替
えることができる。
延−線の第一の出力インターディジタル電極と第二の出
力インターディジタルとから得られる二つの信号は、位
相が90度l4るものとした。
が、本発明は特にこの位相差に限定されるものではなく
、任意の位相差であっても動作することができる。よっ
て、弾性表面波遅延線の入力インターディジタル電極と
第一の出力インターディジタル電極との音響的な距離と
、入力インターディジタル電極と第二のインターディジ
タル電極との音響的な距離とは、1/4波長異なるもの
だけに限定されるものではない。ただし、該位相差が、
0度の場合には発振周波数が変化せず、180度の場合
には二つの信号の中間の位相が得られなくなるため二つ
の周波数でしか発振しない動作となるため、それぞれ本
発明の目的を達成できなくなる。
圧に応じて上記4つの動作状態で動作することが可能で
あるが、この全ての状態で動作する必要はない。例えば
、一方の増幅器が位相反転機能を有していなくとも、も
う一方の増幅度可変増幅器の出力信号の位相が反転する
ことにより、第4図に示した従来の電圧制御発振器の2
倍の周波数可変幅が得られるので1本発明の目的を達成
できる。
、60を除く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波
遅延線]3.63の損失の絶対値よりも大きい場合には
、差動増幅器11.60は省略することができる。
積回路化して実施することが望ましいが、個別のトラン
ジスタや抵抗を用いて実施しても、本発明の目的は十分
達成される。
するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲において、
種々に変形して実施することができる。
を弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同じにでき、弾性
表面波遅延線の能力を最大限に使える。よって、従来の
電圧制御発振器と同じ弾性表面波遅延線を用いたとする
と、数倍の周波数可変範囲が得られる。また、従来例と
同様に、極めて安定で位相雑音の少ない電圧制御発振器
が構成できるが、周波数可変幅を従来の電圧制御発振器
と同じにした場合、すなわち弾性表面波遅延線の通過帯
域を数分の1にした場合には、位相雑音をさらに小さく
することができる。そして、可変容量素子やインダクタ
ンス、大容量のコンデンサ等を必要としないため極めて
集積回路化に適し、例えば、弾性表面波遅延線を除く他
の回路を集積回路化した半導体基板チップと、弾性表面
波遅延線を形成した圧電基板チップの、二つのチップで
構成することができる。よって、超/J1型の電圧制御
発振器を構成することが可能である。
第3図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す回路構成図
、第5図は従来例を示す回路構成図である。 1、3.4.8.9.10・トランジスタ41、42.
45.46.47.48・トランジスタ53、54.5
6.57.58.59・・トランジスタ2.44・・接
地端子 5、6.18.19.49.51.68.69.70.
71・・抵抗7.52・・電源端子 11.60・
・差動増幅器12、61・・・出力端子 13、63・・・弾性表面波遅延線 43゜ 64・・入力インターディジタル電極 65・・・第一の出力インターディジタル電極66・・
・第二の出力インターディジタル電極67・・・バイア
ス回路 21、22.23.72.73.74.75.82.8
3・・・制御端子 55・・・直流電流源 80.81・・・可変電流源
代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 竹 花 喜久男
Claims (3)
- (1)弾性表面波遅延線により得られる位相が異なる二
つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅後加算し信
号の位相を変化させる手段と、この位相を変化させた信
号を前記弾性表面波遅延線に帰還する手段とを備え、 少なくとも一方の増幅度可変増幅器は位相反転機能を有
することを特徴とする電圧制御発振器。 - (2)請求項1記載の少なくとも一方の前記増幅度可変
増幅器の入力信号に対する出力信号の位相は、制御電圧
の変化範囲において、反転することを特徴とする電圧制
御発振器。 - (3)請求項1記載の二つの前記増幅度可変増幅器は、
位相反転機能を有し、制御電圧変化範囲において、 一方の前記増幅度可変増幅器の入力信号に対する出力信
号の位相と、もう一方の前記増幅度可変増幅器の入力信
号に対する出力信号の位相とが、それぞれ正位相と正位
相とになる範囲と、負位相と正位相とになる範囲と、負
位相と負位相とになる範囲と、正位相と負位相とになる
範囲とを有することを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02118682A JP3142857B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02118682A JP3142857B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0416004A true JPH0416004A (ja) | 1992-01-21 |
JP3142857B2 JP3142857B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=14742593
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02118682A Expired - Lifetime JP3142857B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3142857B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003023082A (ja) | 2001-07-10 | 2003-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路装置の階層レイアウト設計方法およびその方法をコンピュータに実行させるプログラム |
KR101847506B1 (ko) * | 2016-02-05 | 2018-04-10 | 창영정밀(주) | 금형 냉각 칸막이 커팅 장치 |
-
1990
- 1990-05-10 JP JP02118682A patent/JP3142857B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
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