JPH0416004A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、弾性表面波遅延線を用いた、制御電圧により
発振周波数を可変することのできる電圧制御発振器に関
する。

（従来の技術） 近年、コードレス電話、自動車電話等の無線機器の需要
に増加している。これらの機器は、マルチ・チャンネル
・アクセス方式により、電波法で割り当てられた周波数
帯の中の、空いている周波数チャンネルを選択して通信
を行う、このため、送信回路及び受信回路に用いられる
基準信号発振器、いわゆるローカル発振器には、発振周
波数の可変できる電圧制御発振器が必要になる。また、
周波数の有効利用の観点から、上記の機器のチャンネル
の周減数間隔は、例えば２５ＫＨｚと極めて狭く設定さ
れている。このため、隣のチャンネルに妨害を与えない
よう、ローカル発振器によって発生される基準信号は極
めて安定で、しかも位相雑音が少なくなければならない
。

発振周波数が安定で、位相雑音の少ない発振器としては
、水晶振動子の弾性表面波素子などの圧電素子を用いた
発振器が、よく知られている。発振器において、発振周
波数を安定にすることと、周波数を可変にすることとは
、矛盾した課題となるが、上記の圧電素子を用いた、周
波数を可変できる発振器がいくつか考案されている。最
も一般的なものは、圧電素子と直列または並列に可変容
量ダイオード等の可変容量素子を接続し、その素子に印
加するバイアス電圧を制御して容量を変化させることに
より、圧電素子に対する負荷容量を変化させて、発振周
波数を可変する電圧制御発振器である。

その他のものとしては、第４図に示す弾性表面波遅延線
を用いた電圧制御発振器が考案されている。

以下、この電圧制御発振器について図面を参照しながら
説明する。第４図において、トランジスタ１０１のエミ
ッタは接地端子１０２に接続され、コレクタはトランジ
スタ１０３，１０４の各エミッタに接続されている。ト
ランジスタ１０３のコレクタは直接、トランジスタ１０
４のコレクタは抵抗１０５を介して、それぞれ電源端子
１０６に接続されている。また、トランジスタ１０３の
ベースとトランジスタ１０４のベースとは、それぞれ制
御端子１０７と制御端子１０８とに接続されている。以
上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成される
。すなわち、トランジスタ１０１のベースに入力される
入力電流は増幅され、　トランジスタ１０１のコレクタ
電流となる。

制御端子１０７の電位が制御端子１０８の電位と同電位
の場合には、トランジスタ１０３とトランジスタ１０４
のベース電位が同一となるため、トランジスタ１０１の
コレクタ電流はトランジスタ１０３と１０４の各コレク
タ〜エミッタ間に１／２ずつ流れる。よって、トランジ
スタ１０１によって増幅された電流の１７２が、抵抗１
０５とトランジスタ１０４のコレクタ〜エミッタ間を介
して流れる。　しかし、制御端子１０７の電位が制御端
子１０８の電位より高い場合には、　トランジスタ１０
３のベース電位がトランジスタ１０４０ベース電位より
高くなり、　トランジスタ１０３を介して流れるトラン
ジスタ１０１のコレクタ電流の割合が増加し、　トラン
ジスタ１０４を介して流れる割合は減少する。　よって
、抵抗１０５を介して流れるトランジスタ１０１によっ
て増幅された電流の割合も減少する。抵抗１０５を負荷
と考えると、増幅度すなわち上記入力電流に対する負荷
電流の比が減少したことになる。逆に、制御端子１０８
の電位が制御端子１０７の電位より高い場合には、抵抗
１０５を介して流れるトランジスタ１０１によって増幅
された電流の割合が増加し、増幅度が増加する。このよ
うに、制御端子１０７と１０８の電位によって増幅度の
可変できる増幅器が構成されている。

次に、第４図において、トランジスタ１０９のエミッタ
は接地端子１０２に接続され、　コレクタはトランジス
タ１１０．１１１の各二ミッタに接続されている。トラ
ンジスタ１１０のコレクタは直接、　電源端子１０６に
接続され、トランジスタ１１１のコレクタは抵抗１０５
を介して、電源端子１０６に接続されている。

また、　トランジスタ１１０のベースとトランジスタ１
］１のベースは、それぞれ制御端子１０８と制御端子）
０７とに接続されている。以上の回路により、第二の増
幅度可変増幅器が構成される。なお、抵抗１０５は、第
一の増幅度可変増幅器とが共用しているが、抵抗１０５
にコレクタが接続されたトランジスタ１１１０ベースが
第一の増幅度可変増幅器とは逆に制御端子１０７に接続
されているため、制御端子１０７と１０８の電位に対す
る第二の増幅度可変増幅器の増幅度の変化は、第一の増
幅度可変増幅器の増幅度の変化とは逆になる。

抵抗１０５が共用されているため、第一と第二との増幅
度可変増幅器の各出力電流は抵抗１０５により加算され
る。

制御端子１０７と１０８との電位に対する増幅度の変化
が、第一と第二の増幅度可変増幅器とで逆になっている
ため、制御端子１０７の電位が制御端子１０８の電位よ
り高い場合には、抵抗１０５に流れる電流のうち、第二
の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合が、
第一の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合
よりも大きくなる。逆に、制御端子１０８の電位が制御
端子１０７の電位より高い場合には、抵抗１０５に流れ
る電流のうち、第一の増幅度可変増幅器によって増幅さ
れた電流の割合が、第二の増幅度可変増幅器によって増
幅された電流の割合よりも大きくなる。

ここで、トランジスタ１０１と１０９との各ベースに同
じ周波数の９０度の位相差をもった信号がそれぞれ入力
されると仮定すると、抵抗１０５に流れる電流の位相を
、制御端子１０７と１０８との電位差によって９０度変
化させることができる。なぜならば、上記第一の増幅度
可変増幅器によって増幅され抵抗１０５に流れる電流と
、上記第二の増幅度可変増幅器によって増幅され抵抗１
０５に流れる電流を、　それぞれベクトルと考えると、
この二つのベクトルは９０度の位相差をもつが、抵抗１
０５によって合成され、ひとつの合成ベクトルとなる。

上記二つのベクトルの大きさは制御端子１０７と１０８
との電位差によって、それぞれ反対に変化するので、上
記合成ベクトルはこの二つのベクトルの間を動くことに
なる。よって、上記電位差によって、合成ベクトルすな
わち抵抗１０５に流れる電流の位相を９０度変化させる
ことができる。抵抗１０５の電流の位相が９０度変化す
るので、抵抗１０５とトランジスタ１０４及び１１１の
各コレクタとの接続点の電圧の位相も９０度変化する。

次に、第４図において、抵抗１０５とトランジスタ１０
４及び１１１の各コレクタの接続点の電圧は増幅器１１
２で増幅され、出力端子１１４に出力されるとともに、
弾性表面波遅延線１１５の入力インターディジタル電極
１１６に入力される。弾性表面波遅延線１１５の第一の
出力インターディジタル電極１１７の一端はトランジス
タ１０１のベースに接続され、　もう一端は接地されて
いる。また、弾性表面波遅延線１１５の第二の出力イン
ターディジタル電極１１８の一端はトランジスタ１０９
のベースに接続され、　もう一端は接地されている。弾
性表面波遅延線１１５の入力インターディジタル電極１
１６と第一の出力インターディジタル１１７との音響的
な距離と、入力インターディジタル電極１１６と第二の
出力インターディジタル１１ｇとの音響的な距離とは、
１７４波長異なるように設計される。これにより、トラ
ンジスタ１０１と１０９の各ベースには、９０度の位相
差を持つ信号がそれぞれ入力される。さらに、トランジ
スタ１０１と１０９の各ベースには、電源端子１０６と
接地端子１０２に接続されたバイアス回路から、　それ
ぞれ抵抗１１９と１２０とを介してバイアス電圧が印加
される。

以上の構成により、電圧制御発振回路が構成される。以
下、その動作を説明する。弾性表面波遅延線１１５を除
く回路の入力、すなわちトランジスタ１０１と１０９と
のベースには、弾性表面波遅延線１１５によって、９０
度位相の異なる信号が入力される。　この信号は増幅さ
れ弾性表面波遅延ｇｌ１５に帰還される。　よって、弾
性表面波遅延線１１５を除く回路の増幅度の絶対値が弾
性表面波遅延＠　１１５の損失の絶対値より大きく、か
つ１弾性表面波遅延＄１１５　と他の回路とを通って帰
還されてくる信号の位相が０度または３６０度の整数倍
となる周波数で発振する。弾性表面波遅延線１１５は、
その通過周波数帯域内において、入出力間の位相が周波
数に依存して変化するので、上記の制御端子１０７と１
０８との電位差により、帰還信号の位相を変化させれば
、発振周波数を可変できる。

以上に説明した第４図の電圧制御発振回路は、水晶振動
子や弾性表面波共振子を用いた電圧制御発振回路と比較
して、周波数可変幅が広い、弾性表面波遅延線の設計に
よりある程度任意の周波数可変幅が得られる、可変容量
素子やインダクタンスさらに大容量のコンデンサが不要
なことから極めて集積回路化に適する、などの特徴があ
る。

ところで、弾性表面波遅延線の通過周波数範囲内におけ
る、入出力間の位相差の周波数に対する変化量を、３６
０度以上になるように設計することは、入力インターデ
ィジタル電極と出力インターディジタル電極との距離を
大きくすることにより可能である。　しかし、３６０度
以下になるように設計することは入力インターディジタ
ル電極と出力インターディジタル電極とが重なってしま
うため困難である。上記第４図の電圧制御発振回路にお
いては、制御電圧により第一と第二との増幅度可変増幅
器の増幅度を可変して得られる帰還信号の位相の変化量
は９０度であり、弾性表面波遅延線の通過帯域の１７４
以下しか使っていない。当然、発振周波数の変化範囲も
弾性表面波遅延線の通過帯域の１７４以下となる。　こ
のように、第４図に示したような従来の電圧制御発振器
においては、弾性表面波遅延線の能力を最大限に使えて
いないという問題があった。

（発明が解決しようとする課題） 本発明は、弾性表面波遅延線を用いた電圧制御発振器に
おいて、発振周波数の可変範囲が弾性表面波遅延線の通
過帯域の数分の１となってしまい、弾性表面波遅延線の
能力を最大限に使えていないという課題を解決しようと
するものである。

〔発明の構成〕

（８題を解決するための手段） 本発明は１弾性表面波遅延線により得られる位相の異な
る二つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅した後
、加算することにより、信号の位相を変化させて該弾性
表面波遅延線に帰還する構成の電圧制御発振器において
、制御電圧に応じて該二つの増幅度可変増幅器の増幅度
を可変するとともに、その出力信号の位相を反転できる
ようにしたものである。

（作用） 上記の構成において、弾性表面波遅延線により得られる
二つの信号の位相差を９０度とすると、その信号を増幅
する二つの増幅度可変増幅器の各出力信号も９０度の位
相差をもつ。その一方を実数ベクトル、もう一方を虚数
ベクトルと考えると、まず、制御電圧の可変範囲の第一
の範囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ正
位相の実数ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち
位相０度のベクトルと９０度のベクトルとをそれぞれ出
力する。この二つのベクトルの絶対値が制御電圧に応じ
て変化するため、この二つの信号を加算して得られる合
成ベクトルの位相は制−電圧に応じて０度から９０度の
範囲で変化する。次に、制御電圧の可変範囲の第二の範
囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ負位相
の実数ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち位相
１８０度のベクトルと９０度のベクトルとをそれぞれ出
力する。

よって、合成ベクトルの位相は制御電圧に応じて９０度
から１８０度の範囲で変化する。次に、制御電圧の可変
範囲の第三の範囲において、二つの増幅度可変増幅器は
それぞれ負位相の実数ベクトルと負位相の虚数ベクトル
、すなわち位相１８０度のベクトルと２７０度のベクト
ルをそれぞれ出力する。

よって、合成ベクトルの位相は制御電圧に応じて１８０
度から２７０度の範囲で変化する。最後に、制御電圧の
可変範囲の第四の範囲において、二つの増幅度可変増幅
器はそれぞれ正位相の実数ベクトルと負位相の虚数ベク
トル、すなわち位相３６０度のベクトルと２７０度のベ
クトルをそれぞれ出力する。

よって、合成ベクトルの位相は制御電圧に応じて２７０
度から３６０度の範囲で変化する。以上のように、合成
ベクトルは制御電圧に応じて０度から３６０度の範囲で
変化する。この信号は弾性表面波遅延線に帰還される。

よって、弾性表面波遅延線を除く回路の増幅度の絶対値
が弾性表面波遅延線の損失の絶対値より大きく、かつ、
弾性表面波遅延線は他の回路とを通って帰還されてくる
信号の位相が０度または３６０度の整数倍となる周波数
で発振する。

弾性表面波遅延線は、その通過周波数帯域内において、
入出力間の位相が周波数に依存して変化するので、帰還
信号すなわち上記合成ベクトルの位相が変化することに
より、発振周波数は制御電圧に応じて変化する。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら詳
細に説明する。第１図は本発明の一実施例を示す回路構
成図である。第１図において、トランジスタ１のエミッ
タは接地端子２に接続され、コレクタはトランジスタ３
．４の各エミッタに接続されている。トランジスタ３の
コレクタは抵抗５を介して、トランジスタ４のコレクタ
は抵抗６を介して、それぞれ電源端子７に接続されてい
る０以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成
される。そして、トランジスタ８のエミッタは接地端子
２に接続され、コレクタはトランジスタ９．１０の各エ
ミッタに接続されている。トランジスタ９のコレクタは
抵抗５を介して、トランジスタ１０のコレクタは抵抗６
を介して、それぞれ電源端子７に接続されている。以上
の回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成される。

さらに、トランジスタ３．９の各コレクタは差動増幅器
１１の一方の入力に接続され、トランジスタ４．１０の
各コレクタはもう一方の入力に接続されている。差動増
幅器１１の出力は、ａカ端子１２に接続されるとともに
、弾性表面波遅延線１３の入力インターディジタル電極
１４に接続されている。弾性表面波遅延線１３の第一の
出力インターディジタル電極１５の一端はトランジスタ
１のベースに接続され、もう一端は接地されている。ま
た、弾性表面波遅延線１３の第二の出力インターディジ
タル電極１６の一端はトランジスタ８のベースに接続さ
れ、もう一端は接地されている５弾性表面波遅延線１３
の入力インターディジタル電極１４と第一の呂カインタ
ーディジタル１５との音響的な距離と、入力インターデ
イシタルミ極１４と第二の出力インターディジタル１６
との音響的な距離とは、１７４波長異なるように設計さ
れる。これにより、トランジスタ１と８との各ベースに
は、９０度の位相差を持つ信号がそれぞれ入力される。

さらに、トランジスタ１と８との各ベースには、電源端
子７と接地端子２に接続されたバイアス回路１７から、
それぞれ抵抗１８と１９を介してバイアス電圧が印加さ
れる。さらに、トランジスタ３．４．９．１０の各ベー
スは、それぞれ制御端子２０．２１．２２．２３に接続
されている。

以上が、この実施例の回路構成である。次に、この実施
例の動作を説明する。

説明を理解しやすくするため、まず第二の増幅度可変増
幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動作
を説明する。第１図の回路において、第一の出力インタ
ーディジタル電極１５からトランジスタ１のベースに入
力された信号は、増幅されトランジスタ１のコレクタ電
流となり、そのコレクタ電流は、トランジスタ３とトラ
ンジスタ４とを介して流れる。トランジスタ３と４との
各ベースには、制御端子２０と２１とから制御電圧が印
加されるが、その制御電圧が同電位の場合、トランジス
タ３と４との各コレクタ〜エミッタ間には、トランジス
タ１のコレクタ電流１／２ずつ流れる。

さらに、トランジスタ３のコレクタ電流は抵抗５を介し
て流れ、トランジスタ４のコレクタ電流は抵抗６を介し
て流れる。よって、抵抗Ｓと６とには、同じ大きさ、同
じ位相の電流が流れるため、差動増幅器１１の二つの入
力間には電位差すなわち差動電圧は生じない。次に、制
御端子２１の電位に対して制御端子２０の電位が上昇す
ると、トランジスタ３のベース電位が上昇し、トランジ
スタ４のベース電位が下降するため、トランジスタ３の
コレクタ電流が増加し、トランジスタ４のコレクタ電流
が減少する。よって、抵抗５を介して流れるトランジス
タ１のコレクタ電流の割合が、抵抗６を介して流れる割
合よりも大きくなり、差動増幅器１１の入力間に差動電
圧が生じる。次に、制御端子２１の電位に対して制御端
子２０の電位が低下すると、トランジスタ３のベース電
位が低下し、トランジスタ４のベース電位が上昇するた
め、トランジスタ３のコレクタ電流が減少し、トランジ
スタ４のコレクタ電流が増加する。よって、抵抗６を介
して流れるトランジスタ１のコレクタ電流の割合が、抵
抗５を介して流れる割合よりも大きくなり、差動増幅器
１１の入力間に差動電圧が生しる。

この時発生する該差動電圧の位相は、制御端子２０の電
位が制御端子２１の電位より高い場合に発生する差動電
圧の位相を０度とすると、抵抗５と６との電流比が反転
しているため、１８０度の位相となる。そして、差動増
幅器１１の入力間に発生する差動電圧は差動増幅器１１
で増幅され、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上
記差動電圧の絶対値は制御端子２０と制御端子２１との
電位差に応じて変化する。

以上の第一の増幅度可変増幅器の動作を整理すると、制
御端子２０の電位が制御端子２１の電位より高い場合に
は、差動増幅器１１の入力間に位相が０度の差動電圧が
発生し、制御端子２０と２１との電位差が小さくなるに
つれて、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子２
０と２１とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。

さらに、制御端子２０の電位が制御端子２１の電位より
低くなると、位相が１８０度の差動電圧が発生し、　そ
の絶対値は制御端子２０と２１との電位差が大きくなる
につれて大きくなる。

以上のように、第一の増幅度可変増幅器は制御端子２０
と２１とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が
変化し、出力信号の位相が反転する。

同様に、第二の増幅度可変増幅器についても、制御端子
２２と２３とに印加される制御電圧に応じて、その増幅
度が変化し、出力信号の位相が反転する。

ところで、抵抗５と６とは、第一と第二の増幅度可変増
幅器によって共用されており、第一と第二との増幅度可
変増幅器の両方の電流が流れる。

すなわち、第一と第二との増幅度可変増幅器の出力電流
は、抵抗５と６とにより加算される。このため、差動増
幅器１１の入力間に発生する差動電圧も、第一と第二と
の増幅度可変増幅器によって発生する電圧の和となる。

また、第一と第二の増幅度可変増幅器には弾性表面波遅
延線１３によって、位相が９０度ｌ４る信号が入力され
る。よって、第一の増幅度可変増幅器の出力信号が基準
にすると、第二の増幅度可変増幅器からは、９０度と２
７０度との信号が出力されることになる。そして、第一
の増幅度可変増幅器の出力信号と、第二の増幅度可変増
幅器の出力信号とを、それぞれベクトルと考えると、こ
の二つのベクトルは抵抗５と６とによって加算され、ひ
とつの合成ベクトルとなる。

次に、第１図の実施例は、制御端子２０．２１．２２．
２３に印加される制御電圧に応じて、その動作を４つの
状態に分けて考えることができる。

まず、第一の状態は、制御端子２０の電位が制御端子２
１の電位より高く、かつ制御端子２２の電位が制御端子
２３の電位より高い状態である。この場合、第一の増幅
度可変増幅器からは位相が０度の信号が出力され、第二
の増幅度可変増幅器からは位相９０度の信号が出力され
る。よって、制御端子２０と２１との電位差、及び制御
端子２２と２３との電位差をそれぞれ可変することによ
り、上記合成ベクトルの位相は０度から９０度の範囲で
変化する。

第二の状態は、制御端子２０の電位が制御端子２１の電
位より低く、かつ制御端子２２の電位が制御端子２３の
電位より高い状態である。この場合、第一の増幅度可変
増幅器からは位相が１８０度の信号が出力され、第二の
増幅度可変増幅器からは位相９０度の信号が出力される
。よって、制御端子２０と２１との電位差、及び制御端
子２２と２３との電位差をそれぞれ可変することにより
、上記合成ベクトルの位相は９０度から１８０度の範囲
で変化する。

第三の状態は、制御端子２０の電位が制御端子２１の電
位より低く、かつ制御端子２２の電位が制御端子２３の
電位より低い状態である。この場合、第一の増幅度可変
増幅器からは位相が１８０度の信号が出力され、第二の
増幅度可変増幅器からは位相２７０度の信号が出力され
る。よって、制御端子２０と２１との電位差、及び制御
端子２２と２３との電位差をそれぞれ可変することによ
り、上記合成ベクトルの位相は１８０度から２７０度の
範囲で変化する。

最後に、第四の状態は、制御端子２０の電位が制御端子
２１の電位より高く、かつ制御端子２２の電位が制御端
子２３の電位より低い状態である。この場合、第一の増
幅度可変増幅器からは位相が０度すなわち３６０度の信
号が出力され、第二の増幅度可変増幅器からは位相２７
０度の信号が出力される。

よって、制御端子２０と２１との電位差、及び制御端子
２２と２３との電位差をそれぞれ可変することにより、
上記合成ベクトルの位相は２７０度から３６０度の範囲
で変化する。

以上、四つの動作状態を総合すると、制御端子２０．２
］、２２．２３に印加される制御電圧により、上記合成
ベクトルの位相は０度から３６０度の範囲で変化する。

以上のように第１図の実施例は、第一と第二の増幅度可
変増幅器の各入力すなわちトランジスタ１と８との各ベ
ースに、弾性表面波遅延線１３によって９０度位相の異
なる信号が入力され、この信号はそれぞれ増幅され、抵
抗５．６で加算すなわちベクトル合成される。そして、
この信号はさらに増幅器１１で増幅され、弾性表面波遅
延線１３に帰還される。この時、弾性表面波遅延１１１
１３を除く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅
延線１３の損失の絶対値より大きく、かつ弾性表面波遅
延線１３と他の回路とを通って帰還されてくる信号の位
相が０度または３６０度の整数倍となる周波数で発振す
る。また、制御端子２０．２１．２２．２３に印加され
る制御電圧に応じて、上記帰還信号の位相が０度から３
６０度の範囲で変化することにより発振周波数が変化す
る。

弾性表面波遅延線１３の入出力間の位相が、その通過周
波数帯域において、周波数に対して３６０度変化するよ
うに設計されているとすると、第１図の実施例の周波数
可変範囲は弾性表面波遅延線１３の通過周波数帯域とほ
ぼ同じになる。

以上のように、第１図の実施例によれば、発振周波数の
変化範囲が弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同となり
、弾性表面波遅延線の能力を最大限に使える。よって、
第４図に示したような従来の電圧制御発振器と同じ弾性
表面波遅延線を用いたとすると、数倍の周波数可変範囲
が得られる。

また、弾性表面波遅延線を使用しているため、第４図の
従来例と同様に、極めて安定で位相雑音の少ない電圧制
御発振器が構成できるが、周波数可変幅を従来の電圧制
御発振器と同じにした場合、すなわち弾性表面波遅延線
の通過帯域を数分の１にした場合には、弾性表面波遅延
線の周波数に対する位相の変化量が数倍になり、雑音に
対する感度が小さくなるため、位相雑音をさらに小さく
することができる。そして、第１図の実施例は、可変容
量素子やインダクタンス、大容量のコンデンサ等を必要
としないため極めて集積回路化に適する。例えば第１図
の実施例は、弾性表面波遅延線１３を除く他の回路を集
積回路化した半導体基板チップと、弾性表面波遅延線１
３を形成した圧電基板チップの、二つのチップで構成す
ることができ、超小型の電圧制御発振器を構成すること
が可能である。

本発明は第１図の実施例に限定されるものではなく、種
々に変形して実施できる。

第２図は本発明の他の実施例を示す回路構成図である。

この実施例は高周波回路部分を全て差動回路構成とした
ものである。第２図において、トランジスタ４１と４２
との各エミッタは直流電流源４３を介して接地端子４４
に接続され、トランジスタ４１のコレクタはトランジス
タ４５と４６との各エミッタに、トランジスタ４２のコ
レクタはトランジスタ４７と４８との各エミッタに接続
されている。トランジスタ４５と４７とのコレクタは抵
抗４９を介して、トランジスタ４６と４８とのコレクタ
は抵抗５１を介して、それぞれ電源端子５ｚに接続され
ている１以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が
構成される。

そして、トランジスタ５３と５４との各エミッタは直流
電流源５５を介して接地端子４４に接続され、トランジ
スタ５３のコレクタはトランジスタ５６と５７との各エ
ミッタに、トランジスタ５４のコレクタはトランジスタ
５８と５９との各エミッタに接続されている・トランジ
スタ５６と５８とのコレクタは抵抗４９を介して、トラ
ンジスタ５７と５９とのコレクタは抵抗５１を介して、
それぞれ電源端子５２に接続されている。

以上の回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成され
る。さらに、トランジスタ４５．４７．５６．５８の各
コレクタは差動増幅器６０の一方の入力に接続され、ト
ランジスタ４６．４８．５７．５９の各コレクタはもう
一方の入力に接続されている。差動増幅器６０の出力は
、出力端子６１に接続されるとともに、弾性表面波遅延
９６３の入力インターディジタル電極６４に接続されて
いる。弾性表面波遅延線６３の第一の出力インターディ
ジタル電極６５はトランジスタ４１と４２とのベース間
に接続されている。また、弾性表面波遅延＠６３の第二
の出力インターディジタル電極６６はトランジスタ５３
と５４とのベース間に接続されている。弾性表面波遅延
線６３の入力インターディジタル電極６４と第一の出力
インターディジタル６５との音響的な距離と、入力イン
ターディジタル電極６４と第二の出力インターディジタ
ル６６との音響的な距離とは、１７４波長異なるように
設計される。これにより、トランジスタ４１と４２との
ベース間とトランジスタ５３と５４とのベース間とには
、９０度の位相差を持つ信号がそれぞれ入力される。ト
ランジスタ４１．４２．５３．５４の各ベースには、電
源端子５２と接地端子４４に接続されたバイアス回路６
７から、それぞれ抵抗６８．６９．７０．７１を介して
バイアス電圧が印加される。さらに、トランジスタ４５
．４８の各ベースは制御端子７２に、トランジスタ４６
．４７の各ベースは制御端子７３に、トランジスタ５６
．５９の各ベースは制御端子７４に、トランジスタ５７
．５８の各ベースは制御端子７５に、それぞれ接続され
ている。

以上が、この実施例の回路構成である０次に、この実施
例の動作を説明する。

説明を理解しやすくするため、まず第二の増幅度可変増
幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動作
を説明する。第２図の回路において１弾性表面波遅延線
６３の第一の出力インターディジタル電極６５からトラ
ンジスタ４１と４２のベース間に入力された信号は、ト
ランジスタ４１と４２との差動増幅動作によって増幅さ
れ、トランジスタ４１．４２のコレクタ電流となり、そ
のコレクタ電流は、それぞれトランジスタ４５．４６．
４７．４８を介して流れるゆトランジスタ４５．４８と
トランジスタ４６．４７との各ベースには、制御端子７
２と７３から制御電圧が印加されるが、その制御電圧が
同電位の場合、トランジスタ４５と４６の各コレクタ〜
エミッタ間にはトランジスタ４１のコレクタ電流１／２
ずつ流れ、トランジスタ４７と４８の各コレクタ〜エミ
ッタ間にはトランジスタ４２のコレクタ電流が１／２ず
つ流れる。そして、トランジスタ４５と４７を流れる電
流は抵抗４９で加算され、同様にトランジスタ４６と４
８とを流れる電流は抵抗５１で加算される。トランジス
タ４１と４２との差動動作により、トランジスタ４５の
コレクタ電流に対してトランジスタ４７のコレクタ電流
は逆位相になり、トランジスタ４６のコレクタ電流に対
してトランジスタ４８のコレクタ電流は逆位相となる。

よって、抵抗４９を流れるトランジスタ４５と４７との
コレクタ電流は打ち消しあい、抵抗５１に流れるトラン
ジスタ４６と４８とのコレクタ電流も打ち消しあうため
、差動増幅器６０の二つの入力間には電位差すなわち差
動電圧は生じない。次に、制御端子７３の電位に対して
制御端子７２の電位が上昇すると、トランジスタ４５．
４８のベース電位が上昇し、トランジスタ４６．４７の
ベース電位が低下するため、トランジスタ４５．４８の
コレクタ電流が増加し、トランジスタ４６．４７のコレ
クタ電流が減少する。すなわち、トランジスタ４５．４
８のコレクタ電流を基準に考えると、正位相の電流が増
加し、逆位相の電流が減少する。よって、差動増幅器６
０の入力間に差動電圧が生じる。次に、制御端子７３の
電位に対して制御端子７２の電位が低下すると、トラン
ジスタ４５．４８のベース電位が低下し、トランジスタ
４６．４７のベース電位が上昇するため、トランジスタ
４５．４８のコレクタ電流が減少し、トランジスタ４６
．４７のコレクタ電流が増加する。よって、正位相の電
流が減少し、逆位相の電流が増加するため、差動増幅器
６０の入力間に差動電圧が生じる。この時発生する該差
動電圧の位相は、制御端子７２の電位が制御端子７３の
電位より高い場合に発生する差動電圧の位相を０度とす
ると、抵抗４９と５１との電流の位相が反転しているた
め、１８０度の位相となる。そして、差動増幅器６０の
入力間に発生する差動電圧を差動増幅器６０で増幅され
、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上記差動電圧
の絶対値は制御端子７２と制御端子７３との電位差に応
じて変化する。

以上の第一の増幅度可変増幅器の動作を整理すると、制
御端子７２の電位が制御端子７３の電位より高い場合に
は、差動増幅器６０の入力間に位相が０度の差動電圧が
発生し、制御端子７２と７３との電位差が小さくなるに
つれて、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子７
２と７３とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。

さらに、制御端子７２の電位が制御端子７３の電位より
低くなると、位相が１８０度の差動電圧が発生し、その
絶対値は制御端子７２と７３との電位差が大きくなるに
つれて大きくなる。

以上のように、第一の増幅度可変増幅器は制御端子７２
と７３とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が
変化し、出力信号の位相が反転する。

同様に、第二の増幅度可変増幅器についても、制御端子
７４と７５とに印加される制御電圧に応じて、その増幅
度が変化し、出力信号の位相が反転する。

ところで、抵抗４９と５１とは、第一と第二との増幅度
可変増幅器によって共用されており、第一と第二の増幅
度可変増幅器の両方の電流が流れる。

すなわち、第一と第二との増幅度可変増幅器の８力電流
は、抵抗４９と５１とにより加算される。このため、差
動増幅器６０の入力間に発生する差動電圧も、第一と第
二との増幅度可変増幅器によって発生する電圧の和とな
る。また、第一と第二との増幅度可変増幅器には弾性表
面波遅延線６３によって、位相が９０度ｌ４る信号が入
力される。よって、第一の増幅度可変増幅器の出力信号
を基準にすると、第二の増幅度可変増幅器からは、９０
度と２７０度との信号が出力されることになる。そして
、第一の増幅度可変増幅器の出力信号と、第二の増幅度
可変増幅器の出力信号とを、それぞれベクトルと考える
と、この二つのベクトルは抵抗４９と５１とによって加
算され、ひとつの合成ベクトルとなる。

そして、第２の実施例は、第１図の実施例と同様に、制
御端子７２．７３．７４．７５に印加される制御電圧に
応じて、その動作を４つの状態に分けて考えることがで
きる。その結果、上記合成ベクトルは該制御電圧に応じ
て０度から３６０度の範囲で変化する。

以上のように第２図の実施例は、第一と第二との増幅度
可変増幅器の各入力すなわちトランジスタ４１と４２と
のベース間とトランジスタ５３．５４のペース間とに１
弾性表面波遅延線１３によって９０度位相の異なる信号
が入力され、この信号はそれぞれ増幅され、抵抗４９．
５１で加算すなわちベクトル合成される。そして、この
信号はさらに増幅器６０で増幅され、弾性表面波遅延線
６３に帰還される。この時、弾性表面波遅延線６３を除
く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅延線６３
の損失より大きく、かつ弾性表面波遅延線６３と他の回
路とを通って帰還されてくる信号の位相が０度または３
６０度の整数倍となる周波数で発振する。また、制御端
子７２．７３．７４．７５に印加される制御電圧に応じ
て、上記帰還信号の位相が０度から３６０度の範囲で変
化することにより発振周波数が変化する。

第２図の実施例においても、第１図の実施例と同様の効
果が得られる。加えて、第２図の実施例においては、高
周波回路が差動増幅構成となっているため、電源端子５
２と接地端子４４とに接続される電源に高周波電流が流
れない。よって第２図の回路が、該電源に接続された他
の回路に対する雑音源になるようなことがない。逆に、
該電源の接続線等に、直接または電磁誘導などによって
雑音が印加されたとしても、差動動作によって打ち消す
ことができ、発振周波数や出力電圧の変動を極めて小さ
くできる。

第３図は、本発明の他の実施例を示す回路構成図である
。この実施例は、第２図の実施例の直流電流源４３と５
５とを、可変電流源８０と８１とに置き換えたものであ
り、第−及び第二の増幅度可変増幅器の増幅度と出力信
号の位相とを独立に制御しようとするものである。該可
変電流源８０と８１との各電流値は制御端子８２と８３
とに印加される制御電圧または制御電流により可変され
る。第３図においてトランジスタ４１と４２とは差動増
幅器として動作するが、その増幅度はバイアス電流すな
わち可変電流源８０の電流値によって変化する。よって
、第一の増幅度可変増幅器の増幅度は制御端子８２に印
加される制御信号によって可変される。同様に第二の増
幅度可変増幅器の増幅度は制御端子８３に印加される制
御信号によって可変される。ところで、第３図の回路に
おいても、第２図の実施例と同様に制御端子７２．７３
．７４．７５に印加される制御電圧によって、該増幅度
を可変することが可能である。

しかし、第３図の実施例においては、制御端子７２．７
３．７４．７５は第−及び第二の増幅度可変増幅器の出
力信号の位相を切り替えるための、ディジタル入力端子
として使用される。すなわち、第３図の実施例では、第
−及び第二の増幅度可変増幅器の増幅度は、制御端子８
２．８３で制御され、位相は制御端子７２．７３．７４
．７５で制御される。その他の動作は、第２の実施例と
同様である。

第３図の実施例においても、第２図の実施例と同様の効
果が得られる。加えて、バイアス電流により増幅度の制
御をおこなっているため、増幅度を必要としない方の増
幅度可変増幅器のバイアス電流を少なくすることができ
、第２図の実施例に比べて消費電流を少なくできる。ま
た、発振周波数の可変範囲を、制御端子７２．７３．７
４．７５に印加されるディジタル信号によって、切り替
えることができる。

以上の全ての実施例、変形例においては、弾性表面波遅
延−線の第一の出力インターディジタル電極と第二の出
力インターディジタルとから得られる二つの信号は、位
相が９０度ｌ４るものとした。

この位相差にするのが、回路動作上、最も効率的である
が、本発明は特にこの位相差に限定されるものではなく
、任意の位相差であっても動作することができる。よっ
て、弾性表面波遅延線の入力インターディジタル電極と
第一の出力インターディジタル電極との音響的な距離と
、入力インターディジタル電極と第二のインターディジ
タル電極との音響的な距離とは、１／４波長異なるもの
だけに限定されるものではない。ただし、該位相差が、
０度の場合には発振周波数が変化せず、１８０度の場合
には二つの信号の中間の位相が得られなくなるため二つ
の周波数でしか発振しない動作となるため、それぞれ本
発明の目的を達成できなくなる。

また、以上の全ての実施例、変形例においては、制御電
圧に応じて上記４つの動作状態で動作することが可能で
あるが、この全ての状態で動作する必要はない。例えば
、一方の増幅器が位相反転機能を有していなくとも、も
う一方の増幅度可変増幅器の出力信号の位相が反転する
ことにより、第４図に示した従来の電圧制御発振器の２
倍の周波数可変幅が得られるので１本発明の目的を達成
できる。

さらに、弾性表面波遅延線１３．６３と差動増幅器１１
、６０を除く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波
遅延線］３．６３の損失の絶対値よりも大きい場合には
、差動増幅器１１．６０は省略することができる。

なお、本発明は弾性表面波遅延線を除く他の回路を、集
積回路化して実施することが望ましいが、個別のトラン
ジスタや抵抗を用いて実施しても、本発明の目的は十分
達成される。

以上、本発明の実施例、変形例について説明したが、要
するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲において、
種々に変形して実施することができる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば、発振周波数の変化範囲
を弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同じにでき、弾性
表面波遅延線の能力を最大限に使える。よって、従来の
電圧制御発振器と同じ弾性表面波遅延線を用いたとする
と、数倍の周波数可変範囲が得られる。また、従来例と
同様に、極めて安定で位相雑音の少ない電圧制御発振器
が構成できるが、周波数可変幅を従来の電圧制御発振器
と同じにした場合、すなわち弾性表面波遅延線の通過帯
域を数分の１にした場合には、位相雑音をさらに小さく
することができる。そして、可変容量素子やインダクタ
ンス、大容量のコンデンサ等を必要としないため極めて
集積回路化に適し、例えば、弾性表面波遅延線を除く他
の回路を集積回路化した半導体基板チップと、弾性表面
波遅延線を形成した圧電基板チップの、二つのチップで
構成することができる。よって、超／Ｊ１型の電圧制御
発振器を構成することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図、
第３図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す回路構成図
、第５図は従来例を示す回路構成図である。 １、３．４．８．９．１０・トランジスタ４１、４２．
４５．４６．４７．４８・トランジスタ５３、５４．５
６．５７．５８．５９・・トランジスタ２．４４・・接
地端子 ５、６．１８．１９．４９．５１．６８．６９．７０．
７１・・抵抗７．５２・・電源端子　　　１１．６０・
・差動増幅器１２、６１・・・出力端子 １３、６３・・・弾性表面波遅延線 ４３゜ ６４・・入力インターディジタル電極 ６５・・・第一の出力インターディジタル電極６６・・
・第二の出力インターディジタル電極６７・・・バイア
ス回路 ２１、２２．２３．７２．７３．７４．７５．８２．８
３・・・制御端子 ５５・・・直流電流源　　８０．８１・・・可変電流源
代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同 竹 花 喜久男

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）弾性表面波遅延線により得られる位相が異なる二
   つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅後加算し信
   号の位相を変化させる手段と、この位相を変化させた信
   号を前記弾性表面波遅延線に帰還する手段とを備え、 少なくとも一方の増幅度可変増幅器は位相反転機能を有
   することを特徴とする電圧制御発振器。
2. （２）請求項１記載の少なくとも一方の前記増幅度可変
   増幅器の入力信号に対する出力信号の位相は、制御電圧
   の変化範囲において、反転することを特徴とする電圧制
   御発振器。
3. （３）請求項１記載の二つの前記増幅度可変増幅器は、
   位相反転機能を有し、制御電圧変化範囲において、 一方の前記増幅度可変増幅器の入力信号に対する出力信
   号の位相と、もう一方の前記増幅度可変増幅器の入力信
   号に対する出力信号の位相とが、それぞれ正位相と正位
   相とになる範囲と、負位相と正位相とになる範囲と、負
   位相と負位相とになる範囲と、正位相と負位相とになる
   範囲とを有することを特徴とする電圧制御発振器。