JPH06132702A

JPH06132702A - 移相器

Info

Publication number: JPH06132702A
Application number: JP27892392A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Seki; 宏之関; Kazuhiko Kobayashi; 一彦小林; Toru Maniwa; 透馬庭
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-10-16
Filing date: 1992-10-16
Publication date: 1994-05-13

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、可変容量ダイオードを介して入力
信号の位相を変化させる移相器に関し、簡単な回路を用
いて、入力信号の電力レベルに対して安定な特性を得る
ことを目的とする。【構成】所望の移相量に対応した直流のバイアス電圧
を生成する直流電圧源１１と、直流電圧源１１に直列に
配置されてその直流電圧源の出力抵抗の値を実効的に高
める出力抵抗調整手段１３と、直流電圧源１１から出力
抵抗調整手段１３を介して与えられるバイアス電圧によ
ってバイアスされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の
静電容量が設定される可変容量素子１５を含み、その可
変容量素子１５に設定された静電容量に応じて入力信号
の位相を所望の移相量シフトさせる移相手段１７とを備
えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、印加される電圧に応じ
て端子間の静電容量が設定される可変容量ダイオードを
介して入力信号の位相をシフトさせる移相器に関する。

【０００２】

【従来の技術】マイクロ波帯の信号の位相を連続的に可
変するアナログ型移相器やその位相を所望の位相に調整
する移相器には、例えば、バラクタダイオードのよう
に、バイアス電圧に応じて端子間の静電容量が変化する
素子が用いられる。

【０００３】図６は、従来のアナログ型移相器の構成例
を示す図である。図６(a) では、サーキュレータ６１の
第一の開口に入力信号が与えられ、その第二の開口は直
流電圧源６２によって逆方向にバイアスされたバラクタ
ダイオード６３を介して接地される。サーキュレータ６
１の第三の開口には、出力信号が得られる。

【０００４】図６(b) では、ブランチライン型の９０度
ハイブリッド６４の第一の端子に入力信号が与えられ、
その第二の端子および第三の端子は直流電圧源６２によ
って並行して逆方向にバイアスされたバラクタダイオー
ド６３₁、６３₂をそれぞれ介して接地される。９０度
ハイブリッド６４の第四の端子には、出力信号が得られ
る。

【０００５】図６(c) に示すアナログ型移相器と図６
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、９０度ハイブ
リッド６４に代えてラットレース型の 180度ハイブリッ
ド６５を配置した点にある。また、このような相違点に
応じて、入力信号は 180度ハイブリッド６５のハイブリ
ッドの第一の端子に与えられ、その第三の端子に出力信
号が得られる。さらに、 180度ハイブリッド６５の第二
および第四の端子は、直流電圧源６２によって逆方向に
バイアスされたバラクタダイオード６３₁、６３₂を介し
て接地される。

【０００６】図６(d) に示すアナログ型移相器と図６
(b) に示すアナログ移相器との相違点は、９０度ハイブ
リッド６４に代えて３dBカプラ(方向性結合器)６６を配
置した点にある。また、このような相違点に応じて、入
力信号は３dBカプラ６６の主線路の入力に与えられ、そ
の副線路の進行波出力に出力信号が得られる。さらに、
３dBカプラ６６の副線路の反射波出力と主線路の出力と
は、直流電圧源６２によって逆方向にバイアスされたバ
ラクタダイオード６３₁、６３₂を介して接地される。

【０００７】このような構成の各アナログ型移相器で
は、それぞれサーキュレータ６１、９０度ハイブリッド
６４、 180度ハイブリッド６５、３dBカプラ６６を介し
てバラクタダイオード６３（６３₁、６３₂）に入力信
号を与えられる。

【０００８】図６(a) に示すアナログ型移相器では、こ
のようにしてバラクタダイオード６３に与えられた入力
信号は、そのバラクタダイオードに直流電圧源６２から
与えられるバイアス電圧に応じて反射され、サーキュレ
ータ６１を介して上述した第三の開口に出力信号として
得られる。

【０００９】また、図６(b)〜(d)に示す移相器では、直
流電圧源６２から並行して与えられるバイアス電圧に応
じてダイオード６３₁、６３₂の静電容量がほぼ同じ値
に設定されるので、９０度ハイブリッド６４、 180度ハ
イブリッド６５、３dBカプラ６６の通過時の挿入損失が
無視できる程度に小さい場合には、これらのダイオード
から得られる反射信号の全てが出力信号として得られ
る。

【００１０】このようにして得られる出力信号の位相
は、一般に、それぞれサーキュレータ６１、９０度ハイ
ブリッド６４、 180度ハイブリッド６５、３dBカプラ６
６の特性インピーダンスによって、バラクタダイオード
６３₁、６３₂の静電容量を正規化して得られるリアク
タンスの関数で与えられる。

【００１１】したがって、出力信号の位相は、直流電圧
源６２から印加されるバイアス電圧に応じて連続的に可
変され、かつそのバイアス電圧に応じてバラクタダイオ
ード６３（６３₁、６３₂）内では静電容量のみが変化
するので、アナログ型移相器に要求される定振幅動作が
保証される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来のアナログ型移相器では、入力信号として高い電力
のマイクロ波信号が与えられるとバラクタダイオード６
３（６３₁、６３₂）のバイアス電圧−端子間静電容量の
特性が劣化するために、バイアス電圧が一定であっても
移相量に変動が生じた。このような移相量の変動分は、
一般に、上述した端子間静電容量がバイアス電圧に対し
て指数関数的に変化するために、例えば、数ミリボルト
程度の微小なバイアス電圧の変動分に対しても大きな値
となってアナログ型移相器の特性の安定性が阻害される
要因となっていた。

【００１３】また、直流電圧源６２では、生成すべきバ
イアス電圧の安定化がはかられるが、一般に、このよう
な安定化の処理では、生成されたバイアス電圧の変動分
を検出して目的値制御を行うことにより実現されるため
に、上述した移相量の変動分を許容可能な上限値未満に
抑圧することはできなかった。

【００１４】さらに、このようなアナログ型移相器は、
種々の電子機器に搭載されて動作条件も多様にわたるた
めに、必ずしも安定な電圧源の下で稼働するとは限ら
ず、どのような動作条件でも確実に安定動作を行うこと
が要求されていた。

【００１５】本発明は、簡単な回路を用いて、入力信号
の電力レベルに対して安定な特性を得ることができる移
相器を提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】図１は、請求項１に記載
の発明の原理ブロック図である。本発明は、所望の移相
量に対応した直流のバイアス電圧を生成する直流電圧源
１１と、直流電圧源１１に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段
１３と、直流電圧源１１から出力抵抗調整手段１３を介
して与えられるバイアス電圧によってバイアスされ、そ
のバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が設定される
可変容量素子１５を含み、その可変容量素子１５に設定
された静電容量に応じて入力信号の位相を所望の移相量
シフトさせる移相手段１７とを備えたことを特徴とす
る。

【００１７】図２は、請求項２に記載の発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、所望の移相量に対応した直流
のバイアス電圧を生成する直流電圧源２１と、直流電圧
源２１によって生成されたバイアス電圧によってバイア
スされ、そのバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が
設定される可変容量素子２３を含み、その可変容量素子
２３に設定された静電容量に応じて入力信号の位相を所
望の移相量シフトさせる移相手段２５とを備えた移相器
において、直流電圧源２１に並列に配置されてその直流
電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する出力抵抗調整
手段２７を備えたことを特徴とする移相器。

【００１８】

【作用】請求項１に記載の移相器では、出力抵抗調整手
段１３は直流電圧源１１に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高い値に設定する。した
がって、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起
因して可変容量素子１５が有する直流抵抗値がシフトと
しても、その可変容量素子に直流電圧源１１から出力抵
抗調整手段１３を介して供給されるバイアス電流の値の
変動分は、出力抵抗調整手段１３を備えていなかった従
来例に比べて小さな値に抑えられる。

【００１９】すなわち、可変容量素子１５のバイアス点
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段１７で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。

【００２０】請求項２に記載の移相器では、出力抵抗調
整手段２７は直流電圧源２１に並列に配置されてその直
流電圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する。したがっ
て、入力信号の電力レベルが大きくなったことに起因し
て可変容量素子２３が有する直流抵抗値がシフトとして
も、その可変容量素子に直流電圧源２１から印加される
バイアス電圧の値の変動分は、出力抵抗調整手段２７を
備えていなかった従来例に比べて小さな値に抑えられ
る。

【００２１】すなわち、可変容量素子２３のバイアス点
が安定化されてその可変容量素子の端子間に形成される
静電容量の変動分が抑えられるので、移相手段２５で
は、このような静電容量を介して入力信号に与えられる
移相量がその入力信号の電力レベルの増減に対して安定
化される。

【００２２】

【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図３は、請求項１に記載の本発明に
対応した実施例を示す図である。

【００２３】図において、(a)〜(d)はそれぞれ図６(a)
〜(d)に示す従来例に請求項１に記載の発明を適用して
構成された実施例を示し、図６に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。

【００２４】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、バラクタダイオード６３(６３₁、６３₂）と直流電
圧源６２との間に直列に抵抗器３１を付加した点にあ
る。なお、本実施例と図１に示すブロック図との対応関
係については、直流電圧源６２は直流電圧源１１に対応
し、抵抗器３１は出力抵抗調整手段１３に対応し、バラ
クタダイオード６３（６３₁、６３₂）は可変容量素子
１５に対応し、サーキュレータ６１、９０度ハイブリッ
ド６４、１８０度ハッブリッド６５および３ｄＢカプラ
６６は何れも移相手段１７に対応する。

【００２５】本実施例における移相器としての基本動作
については、従来例と同じであるから、以下ではその説
明を省略する。図３(a) に示す実施例では、直流電圧源
６２からバラクタダイオード６３に対して供給される逆
方向のバイアス電流Ｉは、その直流電圧源６２の起電力
がＥボルトであって内部抵抗の値が無視される程度に小
さい場合には、抵抗器３１の抵抗値Ｒ₁とバイアス電流
Ｉにおけるバラクタダイオード６３の抵抗値Ｒ_dとに対
して

【００２６】

【数１】

【００２７】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器３１の抵抗値Ｒ₁はＲ₁≫Ｒ_d … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示すバイアス電流Ｉは、

【００２８】

【数２】

【００２９】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード６３の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Ｒ_dが変動しても、近似式に示すよう
に、バイアス電流Ｉの変動分は極めて小さな値に制限さ
れる。

【００３０】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード６３の
特性が劣化しても直流電圧源６２から供給されるバイア
ス電流がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく
変化する入力信号に対して安定な特性を有するアナログ
型移相器が実現される。

【００３１】また、図３(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード６３₁、６３₂の抵抗値が等しくＲ_dで与えら
れると仮定すると、バイアス電流Ｉは、上式に対応し
た

【００３２】

【数３】

【００３３】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器３１の抵抗値Ｒ₁は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、バイアス電流Ｉは同様にし
て上述した近似式で与えられる。

【００３４】図４は、請求項２に記載の発明に対応した
実施例を示す図である。図において、(a)〜(d)は、それ
ぞれ図６(a)〜(d)に示す従来例に請求項２に記載の発明
を適用して構成された実施例を示し、図６に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。

【００３５】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、直流電圧源６２に並列に抵抗器４１を配置した点に
ある。なお、本実施例と図２に示すブロック図との対応
関係については、直流電圧源６２は直流電圧源２１に対
応し、バラクタダイオード６３（６３₁、６３₂）は可変
容量素子２３に対応し、サーキュレータ６１、９０度ハ
イブリッド６４、１８０度ハッブリッド６５および３ｄ
Ｂカプラ６６は何れも移相手段２５に対応し、抵抗器４
１は出力抵抗調整手段２７に対応する。

【００３６】このような実施例における移相器としての
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図４(a) に示す実施例では、直
流電圧源６２からバラクタダイオード６３および抵抗器
４１に対して供給される電流Ｉは、直流電圧源６２の起
電力がＥボルトであって内部抵抗の値が無視される程度
に小さい場合には、抵抗器４１の抵抗値Ｒ₂と電流Ｉに
応じてバイアスされたバラクタダイオード６３の抵抗値
Ｒ_dとに対して

【００３７】

【数４】

【００３８】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器４１の抵抗値Ｒ₂はＲ₂≪Ｒ_d … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Ｉは、

【００３９】

【数５】

【００４０】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード６３の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Ｒ_dが変動しても、近似式に示すよう
に、電流Ｉの変動分は極めて小さな値に制限される。

【００４１】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード６３の
特性が劣化しても直流電圧源６２から供給される電流Ｉ
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。

【００４２】また、図４(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード６３₁、６３₂の抵抗値が等しくＲ_dで与えら
れると仮定すると、上述した電流Ｉは、上式に対応し
た

【００４３】

【数６】

【００４４】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器４１の抵抗値Ｒ₂は上式の関係式が成
立する値に設定されるので、電流Ｉは同様にして上述し
た近似式で与えられる。

【００４５】図５は、本発明の他の実施例を示す図であ
る。図において、(a)〜(d)は、それぞれ図６(a)〜(d)に
示す従来例に請求項１および請求項２に記載の発明を併
せて適用した実施例を示し、図３および図４に示すもの
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。

【００４６】このような実施例における移相器としての
基本動作については、従来例と同じであるから、以下で
はその説明を省略する。図５(a) に示す実施例では、直
流電圧源６２から抵抗器４１およびバラクタダイオード
６３（抵抗器３１）に対して供給される電流Ｉは、直流
電圧源６２の起電力がＥボルトであって内部抵抗の値が
無視される程度に小さい場合には、抵抗器３１の抵抗値
Ｒ₁、抵抗器４１の抵抗値Ｒ₂および電流Ｉに応じてバ
イアスされたバラクタダイオード６３の抵抗値Ｒ_dとに
対して

【００４７】

【数７】

【００４８】の式で与えられる。しかし、本実施例で
は、抵抗器３１の抵抗値Ｒ₁および抵抗器４１の抵抗値
Ｒ₂はＲ₁≫Ｒ_d≫Ｒ₂ … の関係式が成立する値に設定される。したがって、上式
に示す電流Ｉは、

【００４９】

【数８】

【００５０】の近似式で与えられる。すなわち、バラク
タダイオード６３の特性がそのバラクタダイオードに与
えられる高い電力のマイクロ波信号によって変動し、上
述した抵抗値Ｒ_dが変動しても、近似式に示すよう
に、電流Ｉの変動分が極めて小さな値に制限される。

【００５１】したがって、本実施例によれば、入力信号
の電力レベルが大きいためにバラクタダイオード６３の
特性が劣化しても直流電圧源６２から供給される電流Ｉ
がほぼ一定に保たれるので、電力レベルが大きく変化す
る入力信号に対して安定な特性を有するアナログ型移相
器が実現される。

【００５２】また、図５(b)〜(d)に示す実施例では、ダ
イオード６３₁、６３₂の抵抗値が等しくＲ_dで与えら
れると仮定すると、上述した電流Ｉは、上式に対応し
た

【００５３】

【数９】

【００５４】の式で与えられる。しかし、これらの実施
例では、抵抗器３１の抵抗値Ｒ₁および抵抗器４１の抵
抗値Ｒ₂は上述した関係式が成立する値に設定される
ので、電流Ｉは同様にして上述した近似式で与えられ
る。

【００５５】なお、上述した各実施例では、反射型のア
ナログ型移相器に本発明を適用したが、本発明は、この
ような移相器に限定されず、印加される電圧に応じて端
子間静電容量が可変する素子を介して入力信号の位相を
変化させる移相器であれば、例えば、反射型以外の回路
で構成された移相器や移相量が半固定あるい固定の移相
器にも同様に適用することができる。

【００５６】また、上述した各実施例では、抵抗器３
１、４１として炭素系や金属系の固定抵抗器を用いた
が、本発明は、このような抵抗器に限定されず、搭載さ
れる電子機器の動作環境、運用携帯、要求される特性の
安定性その他に応じて、例えは、半導体系の固定抵抗器
や可変あるいは半固定の抵抗器を用いて構成することも
できる。

【００５７】さらに、上述した各実施例では、移相量を
決定する素子としてバラクタダイオード６３（６３₁、
６３₂）を用いたが、本発明は、このような素子に限定
されず、直流電圧源６２から与えられるバイアス電圧に
応じて端子間静電容量が可変する素子であれば、どのよ
うな素子も用いることができる。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明では、入力信
号に与えるべき移相量を決定する可変容量素子から見
て、その可変容量素子にバイアス電圧を与える直流電圧
源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段を
付加することにより、可変容量素子の直流抵抗の値に対
するバイアス電流の値の変化率を抑え、反対に直流電圧
源の出力抵抗の値を低減する出力抵抗調整手段を付加す
ることにより、可変容量素子の直流抵抗の値の変化に応
じたバイアス電圧の変動を抑える。

【００５９】すなわち、入力信号の電力レベルの大幅な
増減に起因して可変容量素子の直流抵抗の値が変化して
もその素子のバイアス点は従来例に比べて安定化される
ので、抵抗素子を用いて簡単に構成可能な出力抵抗調整
手段を介して入力信号の電力レベルに対して安定な特性
を有する移相器が実現される。

【００６０】したがって、このような本発明にかかわる
移相器を搭載した電子機器では、性能が高められる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

【図２】請求項２に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

【図３】請求項１に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。

【図４】請求項２に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。

【図５】本発明の他の実施例を示す図である。

【図６】従来のアナログ型移相器の構成例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１１，２１直流電圧源１３，２７出力抵抗調整手段１５，２３可変容量素子１７，２５移相手段３１，４１抵抗器６１サーキュレータ６２直流電圧源６３バラクタダイオード６４９０度ハイブリッド６５１８０度ハイブリッド６６３dBカプラ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所望の移相量に対応した直流のバイアス
電圧を生成する直流電圧源（１１）と、前記直流電圧源（１１）に直列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に高める出力抵抗調整手段
（１３）と、前記直流電圧源（１１）から前記出力抵抗調整手段（１
３）を介して与えられるバイアス電圧によってバイアス
され、そのバイアス電圧に応じて端子間の静電容量が設
定される可変容量素子（１５）を含み、その可変容量素
子（１５）に設定された静電容量に応じて入力信号の位
相を前記所望の移相量シフトさせる移相手段（１７）と
を備えたことを特徴とする移相器。
【請求項２】所望の移相量に対応した直流のバイアス
電圧を生成する直流電圧源（２１）と、前記直流電圧源（２１）によって生成されたバイアス電
圧によってバイアスされ、そのバイアス電圧に応じて端
子間の静電容量が設定される可変容量素子（２３）を含
み、その可変容量素子（２３）に設定された静電容量に
応じて入力信号の位相を前記所望の移相量シフトさせる
移相手段（２５）とを備えた移相器において、前記直流電圧源（２１）に並列に配置されてその直流電
圧源の出力抵抗の値を実効的に低減する出力抵抗調整手
段（２７）を備えたことを特徴とする移相器。