JPH04151924A - スペクトル拡散信号における同期追従回路とその信号の通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｃ産業上の利用分野〕 この発明は、周波数選択性フェージング回線を介して伝
送される直接拡散（ＤＳＩ−スペクトル拡散（ＳＳ）信
号の受信装置に用いられる同期追従回路、及び周波数選
択性フェージング回線を介して伝送される差動符号化情
報をｌＵＳのための拡散系列をＲ７符号化した拡散系列
によるＳＳ信号を生成する送信装置と、ＤＳ−ＳＳ信号
の受信装置を備えたスペクトル拡散信号における通信装
置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、同期追従回路としては例えば第４図に示すような
ものがあった。

この図は電子情報通信学会論文誌Ｂ分冊、８６／１）　
Ｖｏｌ、、Ｊ６９−Ｂ　Ｎｏ、１）１）＋１．］５４０
−１５４７．　　”％ｉ合ろ波器より直接データ復調を
行う衛星通信用スペクトル拡散送信系列°゛より転載し
たものである。

同図において、（４０１）は同相軸のディジタル相関器
による相関パルスが印加される端子、（４０２＋は直交
軸のディジタル相関器による相関パルスが印加される端
子、（４０３）　、　（４０４＋は２乗器、＋４０５）
　。

（４０６）は２乗器出力、（４０７）は加算器、（４０
８）は加算器（４０７＋の出力、（４０９）は加算器、
（４１０１はかけ算器（４１７）の出力、［１）は加算
器（４１０）の出力、（４１２）はフレームメモリ、（
４１３）はフレムメモリ（４１２１の内容、（４１４）
はマックスホールド回路、（４１５１は最大値を与える
タイミング（相関パルス抽出タイミング）　、　ｆ４１
６１はフレームメモリの内容、（４１７）はかけ算器、
（４１８）は巡回加算の重み係数である。なお、（４０
９）ないしく４１８）で巡回積分器を構成している。

次に動作について説明する。端子（４０１），端子（４
０２１より同相軸、直交軸のディジタル相関器による相
関パルスが印加され、２乗器（４０３１、ｆ４０４１で
それぞれ２乗された後加算器（４０７１で加算され、相
関パルスの２乗用力ｆ４０８）が得られ、フレームメモ
リ（４１２１に情報シンボル持続時間周期で入力され、
これがかけ算器（４１７１において重み係数ｆ４１８１
で重み付けされながら巡回加算されてゆき、マックスホ
ールド回路で最大値判定がなされ、相関パルス抽出タイ
ミングが出力される。このような構成により、衛星回線
のように雑音が大きい場合でも、巡回加算によりランダ
ムな雑音成分の影響が取り除かれてゆく。また、衛星回
線のように、相対位置変動による送受信間のクロックず
れに対しても、適応的に同期追従が実現されてゆく。

また、従来ＤＳ−８Ｓ信号の送信装置としては例えば第
５図に示すようなものがあった。この図は電子情報通信
学会スペクトル拡散技術とその応用研究会研究技術報告
、５ＳＴＡ９０−１５．　ｐｐ、　９７−１０１．１９
９０より転載したものである。

同図において点線で囲まれた部分が今回の発明に関連す
る従来例を示す部分であり、（５０１）はデータ入力端
子、（５０２）は差動符号化回路、（５０３１は差動符
号化された送信情報データ、［５０４１はＰＮ（拡散）
符号を駆動するクロック、（５０５）はＰＮ符号発生回
路、ｆ５０６）はＰＮ符号、（５０７１は拡散変調器（
ＭＯＤ２）加算器、（５０８１はスペクトル拡散送信系
列、（５０９１は局部発振器、［５１０）は位相変調回
路（かけ算器）　、（５１）１はスペクトル拡散信号で
ある。

以下動作について説明する。

入力端子（５０１）に印加された送信情報データは差動
符号化回路（５０２）によって差動符号化され、差動符
号化された送信情報データ（５０３）となる。

そしてＰＮ符号発生回路（５０５１から与えられるＰＮ
符号（拡散符号）　（５０６１を用いて、拡散変調器（
５０７１でスペクトル拡散されて、スペクトル拡散送信
系列（５０８）となり、これが局部発振器（５０９１よ
り与えられる正弦波により位相変調回路（５１０１によ
って位相変調されスペクトル拡散信号（５１）１となる
。

更に、従来のｏｓ−ｓｓ信号の受信装置としては例えば
第６図に示すようなものがあった。この図は電子情報通
信学会スペクト拡散技術とその応用研究会研究技術報告
、５ＳＴＡ９０−１５．ｐｐ、９７−１０１．１９９０
より転載したものである。

同図において、点線で囲まれた部分が今回の発明に関連
する従来例を示す部分であり、（６０１）は受信信号入
力端子、（６０２１は同相軸同期検波器（かけ算器）　
、（６０３１は直交軸同期検波器（かけ算器）　、ｆ６
０４１．（６０５１はそれぞれ検波器（６０２１。

（６０３）の出力、（６０６１、ｆ６０７１はそれぞれ
同相軸、直交軸の低域通過フィルタ、ｆ６０８１　、　
（６０９１はそれぞれ同相軸、直交軸のベースバンド受
信信号波、（６１０）　、　（６１））はそれぞれ同相
軸、直交軸のＡ／Ｄ変換器、（６１２）はｆ６１０１　
、　ｆ６１）１　を駆動するクロック、ｆ６１３１　、
　（６１４）はそれぞれ同相軸、直交軸のベースバンド
ゲイジタル受信信号、ｆ６１５１　、　ｆ６１６１はそ
れぞれ同相軸、直交軸のディジタル相関器、（６１７１
、（６１８）はそれぞれ同相軸、直交軸のディジタル相
関器出力（相関パルス）　、　（６１９１は同期追従回
路（最大値検出回路）　、　（６２０１は最大値を与え
るタイミング、（６２１）は標本化器、（６２２１。

（６２３）はそれぞれ同相軸、直交軸の標本化された相
関パルス、（６２４１は差動復号回路（データ判定回路
）　、（６２５）は再生データ、（６２６）はかけ算器
、（６２７１はかけ算器出力（ＶＣＯ補正量）、ｆ６２
８１はループフィルタ、（６２９１はループフィルタ出
力、（６３０）は搬送波再生回路（ＶＣＯＩ　、ｆ６３
１）はＶＣＯ出力（再生搬送波）　、（６３２１はπ／
２移相器、（６３３）は直交再生搬送波である。

次に動作について説明する。入力端子（６０１）に印加
される受信信号波は同相軸同期検波器（６０２１。

同相軸の低域通過フィルタ（６０６）　、直交軸同期検
波器（６０３）　、直交軸の低域通過フィルタ（６０７
）でそれぞれ同相軸方向、直交軸方向に同期検波され、
それぞれ同相軸、直交軸のベースバンド受信信号波（６
０８１、（６０９１を得る。次に、これらは同相軸のＡ
／Ｄ変換器（６１０）　、直交軸のＡ／Ｄ変換器（６１
））においてＡ／Ｄ変換され、それぞれ同相軸、直交軸
のベースバンドディジタル受信信号（６１３）　、　（
６１４）となり、これがディジタル相関器（６１５）　
、　（［１）６）において相関演算され、それぞれ同相
軸、直交軸の相関パルス（６１７）　、　（６１８１を
出力し、最大値検出回路（同期追従回路）　［６１９）
と、標本化器（６２１）へ人力される。最大値検出回路
（６１９）では前記相関パルス（６１７）　、　（６１
８）を巡回積分して、相関パルスの最大値を判定し、最
大値を与えるタイミング（相関パルス抽出タイミング＝
復調クロック）　（６２０１を標本化器に出力する。標
本化器（６２０）では相関パルス（６］、７１　、　（
６１８）を相関パルス抽出タイミング（６２０）でサン
プルして同相軸相関パルスを差動復号回路（６２４１へ
出力し、連続する２つの同相軸相関パルスからデータが
再生されデータ出力端子■ （６２５）に出力される。また、標本化されたサンプル
（６２２）　、　（６２３）はかけ算器（６２６）にお
いてかＧづ算され、出力（６２７）がＶＣＯ補正量とし
てループフィルタ（６２８）に人力される。かけ算器出
力がＶＣＯ補正量となる理由は、電子情報通信学会論文
誌Ｂ分冊、“８６／］Ｉ　Ｖｏｌ、Ｊ６９−Ｂ　Ｎｏ、
］］ｐｐ、１５４０−１５４７．　　”整合ろ波器より
直接データ復調を行う衛星通信用スペクトル拡散信装置
°゛に詳しい。ループフィルタ（６２８）においてはＶ
ＣＯ補正量（６２７）より勾えられる補正量を平滑化し
、ＶＣＯ（６３０）を制御して搬送波（６３１）を再生
し、一方をπ／２移相器（６３２）へ人力し、直交再生
搬送波（６３］　を生成する。

尚、従来の技術は陸上移動体通信において、高品質な伝
送特性を実現するスペクトル拡散信号の送受信装置を与
えるためになされたものである。

陸上移動体通信においては、厳しい周波数選択性フェー
ジングが信号伝送特性に重大な影響を及ぼすことが知ら
れている。ところが、従来の技術で説明したものは、衛
星通信あるいは、移動体衛星通信であり、これらは主に
衛星回線を対象とじている。衛星回線と陸上移動体回線
の特徴の違いを挙げると以下のようになる。

Ｉ）衛星回線では相関パルスは信号成分のＪつだけであ
るのに対して、陸上移動体回線では先行波（直接波）の
外に反射、散乱、回折等に起因する遅延波も存在し、相
関パルスも先行波に起因する相関パルスの他に、遅延時
間に応じた場所にも遅延波に起因する相関パルスが生じ
る。

２）衛星回線では相関パルスのレベル変動は通信時間に
対しては殆ど無視できる程度であるのに対し、陸上移動
体回線においては、相関パルスのレベル変動が非常に高
速であり、先行波に起因する相関パルスと遅延波に起因
する相関パルスのレベル変動が全く独立で、レイリー分
布に従う。更に、先行波に起因する相関パルスと、遅延
波に起因する相関パルスの位相差も互いに独立である。

これは、先行波と遅延波のキャリア位相が互いに独立で
あることに起因している。

３）移動体衛星回線でも直接波の外に散乱波に起因する
相関パルスが生じるが、直接波の相関パルスはレベル変
動が殆ど無視できるにのに対し、散乱波に起因する相関
パルスはそのレベルがレイリー分布に従って高速に変動
する。

［発明が解決しようとする課題］ 従って、従来の技術は、衛星回線あるいは移動体衛星回
線で用いる限り、信号成分Ｃ直接波成分）の捕捉後、良
好な同期追従が実現されるが、陸上移動体回線では先行
波の相関パルスレベル自体が時間と共に変動し、時には
信号再生不能となるほど小さくなる場合もある。その一
方で遅延波に起因する相関パルス振幅が先行波の相関パ
ルスよりも太き（なることもしばしばある。

以上のこと考慮して、各従来技術とを考査するならば、
同期追従、データ判定の観点からは、相関パルスの最大
値を検出するために巡回加算を行っているが、これは、
過去から現在に至る相関パルスの状態のみを考慮したも
のであり、フエジングにより相関パルスのレベル変動が
激しい場合には、必ずしも最適な検出方法とは言えない
。

また、従来の同期追従回路を用いたｏｓ−ｓｓ信号の受
信装置は、先行波のレベルが遅延波のレベルよりも小さ
くなった時、最大値タイミングが遅延波に対するものと
なり、遅延波の相関パルスをザンプルして、差動復号な
らびにＶＣＯ袖正量の計算を行うが、一般に遅延波の搬
送波の位相は先行波の搬送波の位相とは全（独立である
ので、タイミングは捉らえられても正しいデータ判定並
びに搬送波の位相追尾が不可能となるといった課題が残
されていた。

また、スペクトル拡散通信方式の観点からは、従来のス
ペクトル拡散通信方式の送受信装置では、鋭い自己相関
特性を利用した通信であるが故に、最大値タイミングが
正確な限り、先行波と相関時間（１チツプ持続時間）以
上の遅延時間を有する遅延波に対しては、先行波と遅延
波間の相互の影響を排除することが可能であるが、遅延
時間が相関時間以下の場合にはその影響を除去し切れな
いという課題が残されていた。

この発明は上記の課題に応えるべくなされたものであり
、周波数選択性フェージングのために先行波と遅延波の
高速なレベル変動に対しても追従が可能な同期追従回路
、及び先行波と遅延波のレベルが反転し、最大値タイミ
ング（データ判定タインク）が入れ替わっても同期外れ
を起こしにくく、且つ遅延波の遅延時間が１チップ以内
の遅延波の影響を受けに（いスペクトル拡散信号の送信
装置、並びに受信装置を備えた拡散信号における通信装
置を与えることを目的とする。

〔課題を解決するための手段１ この第１の発明に係る同期追従回路は、同相軸受信信号
の標本化系列を印加する入力端子と、直交軸受信信号の
標本化系列を印加する入゛力端子と、同相軸受信信号の
標本化系列と拡散系列の相関をとり、相関の度合に応じ
た大きさの相関パルスを出力するディジタル相関器と、
直交軸受信信号の標本化系列と拡散系列の相関をとり、
相関の度合に応じた大きさの相関パルスを出力するディ
ジタル相関器と、前記同相軸の相関パルスを２乗する２
乗回路と、前記直交軸の相関パルスを２乗する２乗回路
と、前記２つの２乗回路出力を加算する加算器と、前記
加算器出力の時系列データを１情報シンボル持続時間単
位で複数の情報シンボルに渡って記憶する複数のフレー
ムメモリと前記の各フレームメモリの内容の特定時点の
標本値のみを特定時点を移動させながら連続的に加算す
る加算器と、前記加算器出力より得られる加算化相関パ
ルスの最大値を与えるタイミングを検出し、さらに該タ
イミングと前のタイミングとのずれも検出する最大値タ
イミング検出回路と、前記最大値タイミングを相関パル
ス抽出タイミングとして出力する出力端子と、相関パル
ス抽出タイミングのタイミングずれが特定時間以上変化
した時にタイミング切り替え信号を出力する出力端子と
から構成された相関パルスタイミング判定系と前記同相
軸のディジタル相関器出力を１情報シンボル持続時間単
位で複数の情報シンボルに渡って記憶する複数のフレー
ムメモリと、前記直交軸のディジタル相関器出力を１情
報シンボル持続時間単位で複数の情報シンボルに渡って
記憶する複数のフレームメモリと、前記相関パルスタイ
ミング判定系より与えられる相関パルス抽出タイミング
に対応する連続する２つの同相軸相関パルスと連続する
２つの直交軸相関パルスとを取り込みＶＣＯ補正量検出
回路ならびにデータ判定回路に出力する相関パルス人力
ポートとから構成された相関パルス抽出系とを備え、当
該最大値タイミングの決定を、過去の相関パルスの状態
のみならず、未来の相関パルスの状態をも加味して、現
在の相関パルスの最大値タイミング判定を行うようした
ものである。

この第２の発明に係るスペクトル拡散信号における通信
装置は、データ入力端子に印加される送信情報データか
ら１つの情報データと次の情報データ間の変化を出力す
る差動符号化回路と、拡散系列入力端子に印加される拡
散系列と、デユーティ−比入力端子より与えられるデユ
ーティ−比より、リターンゼロ符号化拡散系列を生成す
るＲＺ符号化回路と、前記差動符号化回路出力を、前記
ＲＺ符号化拡散系列により、直接拡散によるスペクトル
拡散を行い、ＲＺ符号化スペクトル拡散送信系列を生成
する拡散変調器と、前記スペクトル拡１）女送信系列と
デユーティ−圧入力端子に与えられるデユーティ−比に
よってＲＺＺ号化単位パルスの持続時間に応じた帯域で
適応的に波形整形を行う波形整形回路と、位相変調を行
うための局部発振器と、波形整形回路出力を局部発振出
力を乗算して位相変調する変調回路を備え、直接拡散の
ための拡散符号系列をＲＺＺ号化して拡散系列信号の生
成を行い、ＲＺＺ号化パルスの持続時間に応じた帯域で
波形整形を行うようにしたものである。

この第３の発明に係るスペクトル拡散信号における通信
装置は、受信信号波が印加される入力端子と、２つの同
相軸相関パルスと連続する２つの直交軸相関パルスとか
ら特定の演算を施すことによりＶＣＯ補正量を検出する
ＶＣＯ補正量検出回路と、タイミング切り替え信号の有
無に従ってループ帯域を適応的に変化させて前記ＶＣＯ
補正量を平滑化するループフィルタと、前記ループフィ
ルタ出力より与えられる補正量に従いながら受信搬送波
の再生を行う搬送波再生回路と、前記搬送波再主回路に
よって得られた再生搬送波をπ／２移相させて直交再生
搬送波を生成するｎ　／　２移相器と、前記再生搬送波
を用いて受信信号波をベースバンド帯に落とす同相軸同
期検波器と、前記直交再生搬送波を用いて受信信号波を
ベースバンド帯に落とす直交軸同期検波器と、デユーテ
ィ−圧入力端子より与えられるデユーティ−比に従って
同相軸同期検波出力、及び直交軸同期検波出力なＲＺＺ
号化単位パルスの持続時間に応じた帯域で適応的に波形
整形を行う波形整形回路と、サンプルクロック入力端子
より与えられるクロックに従って前記同相軸、及び前記
直交軸の波形整形回路出力を標本化する標本化器とＲＺ
符符号化スペクトシル拡散送信系列前記同相軸、直交軸
標本化器出力との相関演算を実行するディジタル相関器
によって、相関パルス抽出タイミングを生成し、そのタ
イミングに従って連続する２つの同相軸相関パルス、連
続する２つの直交軸相関パルスを抽出し、データ判定回
路とＶＯＣ袖正量検出回路とに出力する同期追従回路と
、前記同期追従回路より与えられる連続する２つの同相
軸相関パルス、連続する２つの直交軸相関パルスから特
定の演算を施すことによりデータを差動復調するデータ
判定回路を備え、ＲＺＺ号化パルスの持続時間に応じた
帯域で波形整形を行い、ディジタル相関器の内容をＲ２
−Ｊ）ＳＳＳ信号に対応した内容として相関演算を行い
、なおかつ、１つの相関パルス抽出タイミングから連続
する２つの相関パルスについて、同相軸のみならず、直
交軸の相関パルスをも考慮にいれてデータ判定、ｖＣＤ
補正量検出を行うようにしたものである。

［作用］ この第１の発明における同期追従回路は、複数のフレー
ムメモリに同相軸と直交軸ディジタル相関器出力の２乗
和相関パルス時系列データを蓄積し、先行する相関パル
スから後続する相関パルスまでを加算して相関パルスの
最大値を−５えるタイミングを判定するようにしたので
、過去の相関パルスの状態並びに未来の相関パルスの状
態から現在の相関パルスの状態最大値が与えられるよう
に作用する。

また、相関パルス入力ポートからは、最大値タイミング
が与えられる度に相関パルス抽出タイミングが有効とな
る連続する２つの同相軸相関パルスと連続する２つの直
交軸相関パルスの４つの相関パルスが抽出され、データ
判定回路、ＶＣＯ補正量検出回路に結線されているので
連続する同相軸、直交軸相関パルスの内容が利用できる
ように作用する。

この第２の発明のスペクトル拡散信号における通信装置
は、ＲＺＺ号化回路が組み込まれているので、スペクト
ル拡散系列を与えられたデユーティ−比に従ってＲＺ符
号化し、また、ＲＺＺ号化単位パルスの持続時間に対応
した帯域で波形整形を行うので処理利得を損なうことの
ないＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号が生成できるように作用する
。

この第３の発明のスペクトル拡散信号における通信装置
は、ＲＺＺ号化端子パルスの持続時間に対応した帯域で
波形整形を行い、ディジタル相関器でＲＺ−ＤＳ−５Ｓ
信号に対応した内容と相関演算が取られるように構成さ
れているので、ＳＳの処理利得が最大限に利用できるよ
うに作用する。また、データ判定、並びにＶＣＯ補正量
検出回路に相関パルス抽出タイミングで抽出されたタイ
ミングに対応する連続する同相軸、直交軸両方の４つの
相関パルスが入力される構成となっているので同相軸、
直交軸両方の相関パルス情報が利用できるように作用す
る。

〔実施例１ 以下、第１ないし第３の発明の一実施例を図について説
明する。

第１図ｔａ＋〜（ｃｌは第１の発明の一実施例による同
期追従回路を示している。第１図（ａｌは同期追従回路
の全体構成図、第１図ｆｂ）は相関パルスタイミング判
定系の詳細図、第１図（Ｃ１は相関パルス抽出系の詳細
図である。第１図（ａｌにおいて、ｆｌｏｌｌ　、　ｆ
１０２）はそれぞれ同相軸、直交軸受信信号の標本化系
列を印加す入力端子であり、（１０３１、（１０４）は
それぞれ、同相軸、直交軸受信信号のディジタル相関器
であり、それぞれ２乗回路（１０７１ならびに相関パル
ス抽出系（１）６１，２乗回路（１０８）ならびに相関
パルス抽出系（１）６）に接続されている。２乗回路（
１０７１、ｆ１０８１は共に加算器（１）１）に接続さ
れ、加算器（１）１）は相関パルスタイミング判定系ｆ
ｌ１３）に接続されている。

次に、相関パルスタイミング判定系（１）３１は第１図
（ｂ）の１点鎖線で囲まれた部分であり、複数のフレー
ムメモリｆ１）３０１）ないしく１）３０６１　、加算
器（１）３１３）　、最大値タイミング判定系（１）３
１５１より構成され、加算器出力（１）２１を入力とし
、相関パルス抽出系への出力端子（１）４１と相関器外
部出力端子（１）５１とを有する。（１）３０１）ない
しく１）３０６）のフレームメモリは１情報シンボル持
続時間単位のメモリ長を有し、例えばシフトレジスタ等
により構成され、ディジタル相関器の入力クロックに応
じて内容がシフトされてゆく、そしてこれらのフレーム
メモリの特定時点の内容が（１）３０７１ないしく１）
３１２）により加算器へ導かれる。

次に、相関パルス抽出系（１）６）は第１図（ｃ）の１
点鎖線で囲まれた部分であり、同相軸用の複数のフレー
ムメモリ（１）６０１）ないしく１）６０４１　、直交
軸用の複数のフレームメモリ（１）６０５１ないしく１
）６０８１　、相関パルス入力ポート（１）６１３１か
ら構成され、同相軸のディジタル相関器出力（１０５）
、直交軸のディジタル相関器出力（１０６）　、相関パ
ルスタイミング判定系出力（１）４１を入力とし、フレ
ームメモリ（１）６０３１、（１）６０４）　　と（１
）６０７１。

（１）６０８）で入力（１）４）に対応する時点の内容
がそれぞれｆｌ１６０９）　、　（１）６１０１と（１
）６１）１、（１）６１２１を介して相関パルス入力ポ
ートへ出力される。この４つの内容は、（１）７１）、
（１）７２１と（１）８１）、（１）８２）の出力端子
並びに（１）９１）、（１）９２１とｆ１２０１）　、
　ｆ１２０２１を介して外部に出力される。ここで出力
端子（１）７１）、（１）９１）にはフレームメモリ（
１）６０３）より抽出された内容が、同様にして出力端
子（１）７２１゜（１）９２）にはフレームメモリ（１
）６０４１の内容が、出力端子（１）８１）、（１２０
１）にはフレームメモリ（１）６０７１（７）内容が、
出力端子（１）８２１、ｆ１２０２１　にはフレームメ
モリ（１）６０８１の内容が出力される。

次に動作について説明する。

まず、端子（１０１）、（１０２）よりそれぞれ同相軸
、直交軸受信信号の標本化系列が印加され、ディジタル
相関器ｆｔｏ３）　、　（１ｏ４）においてそれぞれ同
相軸、直交軸受信信号の標本化系列と拡散系列の相関演
算がとられ、それぞれ、相関の度合に応じた大きさの相
関パルス（時系列）　（１０５）、ｆ１０６）を出力す
る。これらは、２東回路ｆ１０７１　、　（１０８１に
おいて２乗された後、加算器（１）１）において加算さ
れる。加算器出力（１）２）は１情報シンボル持続時間
単位の複数のフレームメモリ（１）３０１）ないしく１
）３０６）に格納され、フレームメモリ内の特定時点の
内容のみが（１）３０７）ないしく１）３１２１を通じ
て加算器に導かれる。なお、ここでは、フレームメモリ
数が６の場合について説明する。前記フレームメモリが
例えばシフトレジスタで構成される場合には、個々の相
関パルス時系列が相関器入力クロック毎に左にシフトさ
れてゆくので、相関パルスタイミング判定系（１）３１
の構成は６情報シンボル持続時間についての相関パルス
時系列の移動子９　日 均をとっていることと等価になる。今、注目する相関パ
ルスがフレームメモリ（１），３０３＋　’　、　（１
），３０４ｊ内に入る時間に出力されたものである場合
には、フレームメモリ（］１３０５）　、　（１），３
０６）の内容は過去の相関パルス、フレームメモリ（１
）３０１）　、　［１）３０２）は未来の相関パルスの
内容となる。第４図に示される従来例においてはフレー
ムメモリ内の相関パルス時系列を巡回積分しているので
過去の相関パルスの情報より、現在の相関パルス抽出タ
イミングを決定する動作となっているのに比べ、フレー
ムメモリを複数用意して未来の相関パルス時系列の情報
をも加味することが可能となる。フェージングにより相
関パルスのレベル変動が激しい場合には過去と未来の相
関パルスの状態から現在の相関パルス抽出タイミングを
決定するほうが好ましい。

これは、フェージングの変動が時間的に相関かあるとい
う事実に基づいている。最大値タイミング判定回路では
、加算器出力（１）３１４）を１情報シンボル持続時間
観測して相関パルスの最大レベルを与えるタイミングを
フレームメモリ（１）３０３）　と（１）３０４）内に
入る相関パルス抽出タイミングとして出力端子（］、　
１４　）に出力する。さらに、この動作の前に出力され
た（１）３０４１　と（１，１３０５１の相関パルス抽
出タイミングと今回出力される相関パルス抽出デイミン
クが１チツプ持続時間以」二部化しているときには、出
力端子（］、１５）にタイミング切り替え信号を出力す
る。これは、通常のＳＳ信号の相関時間が前後１デツプ
持続時間程度であることを加味すれば、抽出タイミング
が先行波に起因する相関パルスに対するものから遅延波
に起因する相関パルスに対するものへ（あるいはその逆
）に切り替わったことを知らせる信号である。

相関パルス抽出系（１），６１では出力端子（１，１４
＋より相関パルス抽出タイミングが与えられると、フレ
ームメモリ（１）３０４）　、　（１）３’０５）内に
入っている相関パルスルを構成している同相軸相関パル
スが含まれるフレームメモリＴ１．１６０３１　、　（
１）６０４１と直交軸相関パルスが含まれるフレームメ
モリ（１）６０７）（１）６０８１から相関パルス抽出
タイミングに従ってその内容を相関パルス人力ポート（
１）６］３１　に出力する。フレームメモリ（１）６０
４１の内容［Ｘ（ｉ＋１）］は出力端子（１）７１）　
、　（１），９１＋に、フレームメモリ（１）６０３１
の内容ＣＸ　（ｉｌ　］は出力端子（１）７２）。

（１）９２）に、フレームメモリ（１）６０８）の内容
［Ｙ（ｉ＋１）］は出力端子（１）８１）　、　（１，
２０１＋に、フレムメモリ（１）６０９）の内容［Ｙ（
ｊ）］は出力端子（］　１ｓ２）　、　（１２ｏ２）に
出力される。

なお、第１図においてはフレームメモリの数が６である
場合について示したが、この発明においてメモリ数を特
に限定するものではない。また、加算器［３１３１にお
ける加算は全て同レベルの加算を行う説明をしたが巡回
積分のように現在時点から時間差に応じて重みをつしづ
て加算しても重み（＝Ｉけが適当になされるかぎり、同
等若しくはそれ以上の効果を有する。

第２図は第２の発明の一実施例によるＲＺ−ＤＳ−３Ｓ
信号の送信装置を示している。

第２図において（２０１）は送信情報データが印加され
るデータ入力端子であり、（２０２）　ｌ：ｉ：送信情
報データの差動をとる差動符号化回路である。また、（
２ｏ４）はスペク）・ル拡散系列発生回路であり、ＲＺ
符号化回路（２０７１に導かれ、このＲＺ符号化回路（
２０７１は、前記差動符号化回路（２０２１とともにか
け算器（２０９）に持続されている。（２１））　は波
形整形フィルタであり、かけ算器出力を波形整形する。

ＲＺ符号化回路（２０７）　と波形整形フィルタ（２１
））はともに（２０６１のデユーティ−比を入力する端
子を有している。（２１４）はかけ算器であり、波形整
形フィルタ出力と局部発振器（２１３１より月えられる
発振信号とを乗積して、ＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号（２１５
１を生成する。

次に動作について説明する。データ入力端子（２０１）
に印加される情報データは差動符号化回路（２０２）に
おいて連続する情報データ間の差動情報（２０３１が出
力される。また、拡散系列はスペクトル拡散系列発生回
路（２０４１において生成され拡散系列（２０５）はＲ
Ｚ符号化回路（２０７：ｌ　においてデユティ−比入力
端子＋２［１６）より与えられるデユティ−比に応じた
ＲＺ符号化スペクトル拡散系列信号（２０８１を生成し
、かけ算器（２０９］　において、差動符号化情報ｆ２
０３１　と乗積されることにより拡散変調を実行し、Ｒ
Ｚ符号化スペクトル拡散送信系列（２１０１を生成する
。そして前記送信系列（２１）は波形整形フィルタ（２
１））においてデユーティ−圧入力端子（２０６１より
与えられるデユーティ−比に従って、ＲＺ符号化単位パ
ルスの持続時間に応じた帯域で波形整形されベースバン
ドスペクトル拡散送信信号（２１２）を生成する。ここ
でＲＺ符号化単位パルスの持続時間に応じた帯域は基本
的には持続時間の逆数に相当する。また、フィルタ形状
はこの発明において特に限定するものではないが、例え
ば、送信受信側共にルートナイキストフィルタ（周波数
特性関数がナイキストロールオフフィルタのルートをと
ったもの）であれば帯域制限に起因するチップ間干渉が
存在しないため、チップに関する整合受信が実現される
。ベースバンドスペクトル拡散信号波（２１２）はかけ
算器（２１４）において局部発振回路（２１３）より与
えられる局部発振信号と乗積されることにより位相変調
され、スペクトル拡散送信信号（２１５１が生成される
。

第７図及び第８図において波形（１）、ｆ２１はそれぞ
れ送信装置出力波（先行波）の同相軸成分、直交軸成分
であり、波形（３１、（４１はそれぞれ遅延波の同相軸
成分、直交軸成分を示している。ここで遅延時間は坏チ
ップ持続時間、遅延波のレベルは先行波のレベルと同一
である場合について示している。また波形（５）は第１
の発明による同期追従回路の加算器出力（１）２１の時
系列を直線補完したものである。また、波形（６）及び
波形（７）はそれぞれ第１の発明によるディジタル相関
器出力（１０５１、（１０６１の相関パルス時系列を直
線補完したものである。個々の相関パルスに起因する波
形は第９図に示す表のような対応になっている。また、
波形（５）　、　ｆ６）中に示された一点鎖線はフェー
ジングがない（遅延波がない場合）の相関パルスの高さ
を示したものである。相関パルス７０２　（２）と相関
パルス８０２　ｆ２１を比較すると前者は遅延波に起因
する相関パルス７０３　（２１と互いに影響しあって、
パルスレベルが低下しているが、ＲＺ符号化の導入によ
る相関パルス８０２　（２）は遅延波に起因する相関パ
ルス８０３　ｆ２１の影響を受けていないことをか確認
される。また第７図の波形（５）と第８図の波形（５）
を比較すると前者は遅延波のキャリア位相差によってレ
ベルが変動するのに対し、後者は常に一定レベルを出力
していることがわかる。

以上から、本発明によるＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号の送受信
装置を用いることにより、例えばデユーティ−比５０％
の場合には、坏チップ持続時間の遅延波によるフェージ
ングの影響が排除されるという効果を有する。

第３図はこの第３の発明の一実施例によるＲＺＤＳ−３
Ｓ信号の受信装置における復調装置を示している。

第３図において、（３０１）は受信信号入力端子であり
、（３０２）　、（３０３１はかけ算器であり、（３２
２１はπ／２移相器である。（３０６）　、　（３０７
）はそれぞれ同相軸、直交軸の波形整形フィルタであり
、（３０８）はデユーティ−圧入力端子である。（３１
））　、　（３１２）はそれぞれ、同相軸、直交軸の標
本化器でありここでアナログ信号がディジタル信号に変
換され、第１の発明の同期追従回路へ入力される。ただ
し、ディジタル相関器（１０３）　、　（１０４）では
送信側と同一のデユーティ−比のＲＺ符号化スペクトル
拡散系列との相関が取られる。同期追従回路の出力端子
はｆｌ１５１　、　ｆｌ１７１）　、　ｆｌ１７２１　
、　（１）８１）、ｆｌ１８２１　。

（１）９１）、ｆｌ１９２１　、　（１２０１＋　、　
ｆ１２０２１の９つであり、（１）５）は相関パルス抽
出タイミングのタイミング切り替え時にタイミング切り
替え信号が出力される端子であり、（１）７１）、（１
）９１）は相関パルス抽出タイミング（１）４）で抽出
された連続する同相軸相関パルスの先の抽出パルス、（
１）７２）　、　ｆｌ１９２）は連続する同相軸相関パ
ルスの後の抽出パルス、（１）８１）　、　ｆ１２０１
＋は連続する直交軸相関パルスの先の抽出パルス、（１
）８２１、（１２０２）は連続する直交軸相関パルスの
後の抽出パルスである。（３１４）はデータ判定回路で
あり、相関パルス抽出系より与えられた４つのパルスか
ら差動復調し、データ（３１５）を再生する。（３１６
１はＶＣＯ補正量検出回路であり、ループフィルタ（３
１８１に持続されている。また、ループフィルタ（３１
８）はタイミン切り替え信号とＶＣＯ補正量検出回路出
力を人力として搬送波再生回路（ＶＣＯ）　　（３２１
）に制御信号を出力する。

次に動作について説明する。まず、標本化器出力＋２０
１＋　、　（１０２）を得るまでの動作は、基本的には
従来例で示した動作と同一である。ただし、この発明に
おいては、ＲＺ符号化ＳＳ信号を用いているため、ＲＺ
符号化による効果を最大限に引き出すように波形整形フ
ィルタ（３０６１、（３０７）では、第２の発明の一実
施例で示したのと同様にＲ２符号化単位パルスの持続時
間の逆数の帯域を基本として波形整形を行う点が従来例
と異なる。また、ディジタル相関器においても、受信信
号との相関をとるために用意されているのは送信側と同
一のＲＺ符号化拡散系列を標本化したものである。また
、抽出タイミング切り替えを検出するための時間ずれも
ＲＺ符号化パルスを用いているので１つチップ持続時間
から、ＲＺ符号化単位パルス持続時間に切り替わる点も
異なる。

今、相関パルス抽出タイミング（１）４１が先行波に起
因する相関パルスの抽出タイミングを与えていて、検波
軸が先行波に対して理想的に取られていたとするならば
直交軸には信号成分は出力されず、信号成分はＸ　（ｉ
＋１）　、　Ｘ　［ｉ）のみに生じる。この場合にはデ
ータ判定回路においてはＸ（ｉ＋１）、Ｘ（ｉｌの変化
のみについて観測し差動復調すれば再生データを得るこ
とができるが、先行波のレベルが遅延波のレベルよりも
小さくなったとき（１，１４）の相関パルス抽出タイミ
ングは遅延波に起因する相関パルス抽出タイミングとな
り、タイミング切り替わり信号（１）５１が出力される
こととなるが、この時、遅延波に起因する相関パルスの
位相は先行波に起因する相関パルスの位相とは独立であ
るため、一般に信号成分はＸ　（ｉ＋ｉｌ　、　Ｘ　（
ｉ）ばかりでな（、Ｙ（ｉ＋１）、Ｙ（ｉ）にも出力さ
れる。同相軸（Ｘ）、直交軸（Ｙ）の大きさの度合は、
相関パルスの位相によって決定されるが、送信情報デー
タは差動符号化されているので、連続する２つの相関パ
ルス間の位相変化を検出すれば、情報を復調することが
できる。即ち、先のフレームメモリ（１）６０４）　。

（１）６０８）内から抽出された相関パルスをＣ（ｉ＋
１）、次のフレームメモリ（１，１６０３＋　、　（１
）６０７１内がら抽出された相関パルスをＣ（ｉ）とす
れば、ｃ　（ｉ＋１）　、　Ｃ（ｉ）は複素数表示でＣ
（ｉ＋１）　＝　Ｘ（ｉ＋］ｌ　＋　ｊＹ（ｉ＋］ｌ　
　　　　　　（１）Ｃ（ｉｌ　　”　Ｘ（ｉ）　　＋　
ｊＹ（ｊｌ　　　　　　　　（２）のように記述される
。これは抽出された相関パルスが先行波に起因するもの
でも遅延波に起因するものでも共通に表現されるもので
ある。

この連続する２つの抽出された相関パルスからその位相
差を計算して差動復調するにはデータ判定回路（３１４
）では、 Ｄ　（ｉｌ　＝　Ｃ（ｉ＋１）　＋　Ｃ責１）＝Ｘ（ｉ
＋ｌｌ＋Ｘ（ｉｌ＋Ｙ（ｉ＋１）・Ｙ（ｉ）　　　（３
１の演算を行えば良い。ここで＊は複素共役を示す。そ
して、Ｄ　（ｉｌの正負によってデータが判定されるこ
とになる。

また、ＶＣＯの補正量検出回路でも同様にして、Ａ（ｉ
ｌ＝　ｔａｎ−’　（Ｙ（ｉ＋１）／Ｘ（ｉ＋Ｉｌ　］
ｊａｎ−’　ｒＹ（ｉ）／Ｘ（ｉ）　）　　　　　　　
（４）を計算すれば良い。

式（４）で与えられる補正量はガウス雑音が付加されて
いるのでその影響を軽減するためにループフィルタ（３
１８）により平滑化を行う。ただし、タイミング切り替
え信号が検出される時は、抽出する相関パルスを構成す
るものが先行波と遅延波とで変化する場合であり、動作
が不安定になりがちであるので、このような場合にはル
ープフィルタの帯域は広めにし、また、切り替え信号が
検出されないときには安定した動作が期待できるのでル
ープフィルタの帯域は狭めに設定されるように切り替え
を行う。ここでループフィルタの厳密な帯域は適用され
るシステム毎に規定されるべきものであり、この発明に
おいて特に限定するべきものではない。最後にループフ
ィルタにより平滑化された補正量（３１９１が搬送波再
生回路であるＶＣＯを制御し、搬送波の位相追尾を実現
する。なお、加算化相関パルスの値が同程度の暗には、
パルス抽出タイミングが頻繁に切り替わる可能性がある
が、多少の差であれば、切り替えを行わず、デ−夕判定
を行った方が、切り替えによるループ帯域拡大に伴うジ
ッタの影響に伴う特性劣化よりも劣化が少ない場合もあ
るので、そのような場合優先回路をつけてもよい。また
、ディジタル相関器へ入力する際の標本化器のクロック
に関しては、基本的にはチップクロックの２倍以上であ
れば動作可能であるが、適用するシステムに依存する部
分が大であり、この発明においては特に限定するもので
はない。

［発明の効果］ 以上のようにこの第１の発明によれば、複数のフレーム
メモリを用意して、過去に対応するフレームメモリに含
まれる相関パルスと、未来に対応するフレームメモリに
含まれる相関パルスとから現在に対応する相関パルスの
抽出タイミングを決定するので、フェージングに伴う相
関パルスのレベル変動下においても良好に追従し、最適
な相関パルス抽出タイミングを検出できるという効果を
有する。また、タイミングの切り替わりを検出する出力
端子を設けたので、データ判定、搬送波再生などを利用
できるという効果も有する。

また、第２の発明によれば、ＲＺ符号化したＤＳＳＳ信
号を用いてＲＺ符号化単位パルス持続時間に応じた波形
整形を行い、相関器でもＲＺ符号化したＤＳ−８Ｓ信号
と受信信号の相関演算を行っているので、ＲＺ符号化に
よる拡散利得の向上並びに相関演算に出力ゼロの部分を
挿入することになり、０．５チップ持続時間程度の遅延
波に対してもその影響を排除することができる。

更に、また第３の発明におけるＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号の
受信装置における復調方式は１つの相関パルス抽出タイ
ミングから連続する２つの同相軸相関パルス、連続する
２つの直交軸相関パルスを抽出しデータ判定、ＶＣＯ補
正量検出に用いているためタイミングが切り替わった時
にも同期外れを起こさずに、連続的にデータ復調が実現
され、かつ、キャリア位相の連続的な追尾が可能になる
という効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図ｆａｌは第１の発明の一実施例による同期追従回
路の全体構成を示す図、第１図ｆｂｌは相関パルスタイ
ミング判定系の詳細を示す図、第１図ｆｃｌは相関パル
ス抽出系の詳細を示す図、第２図は第２の発明の一実施
例によるＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号の送信装置の構成を示す
図、第３図は第３の発明の実施例によるＲＺ−ＤＳ−３
Ｓ信号の受信装置の構成を示す図、第４図は従来の同期
追従回路の構成を示す図、第５図は従来のＤＳ−３Ｓ信
号の送信装置の構成を示す図、第６図は従来のＤＳ−８
Ｓ信号の受信装置の構成を示す図、第７図は通常のＤＳ
−５Ｓ信号を用いたときの遅延波による影響を説明する
ための図、第８図は本発明によるＲＺ−ＤＳ−３Ｓ信号
を用いたときの効果を説明するための図、第９図は個々
の相関パルスに起因する波形図を説明するための表を示
した図である。 図中、（１０１）　、　（１０２１はそれぞれ同相軸、
直交軸受信信号の標本化系列の入力端子、ｆ１０３１　
、　ｆ１０４＋はそれぞれ同相軸、直交軸のディジタル
相関器、ｆ１０７）　、　（１０８１は２乗回路、（１
）１）は加算器、ｆ１）３１　は相関パルスタイミング
判定系、（１）３０）ないしく１）３６）はフレームメ
モリ、（１）３１３１は加算器、（１）３１４１は加算
器出力、（１）３１５）は最大値タイミング判定回路、
（１）４１は相関パルス抽出タイミング、（１）５）は
タイミング切り替え信号、（１）６）は相関パルス抽出
系、（２０１）はデータ入力端子、（２０２１は差動符
号化回路、（２０４）はスペクトル拡散系列発生回路、
（２０６１はデユーティ−比入力端子、（２０７１はＲ
Ｚ符号化回路、（２０９１は拡散変調器（かけ算器）　
、（２１３１は局部発振器、（２１４１は位相変調器（
かけ算器）　、　（３０１）は受信信号入力端子、（３
０２１、ｆ３０３１はそれぞれ同相軸、直交軸の検波器
（かけ算器）　、　（３０６１，（３０７１はそれぞれ
同相軸、直交軸の波形整形回路、（３０８１はデユーテ
ィ−比入力端子、（３１））　、　ｆ３１２１はそれぞ
れ同相軸、直交軸の標本化器、（３１４）はデータ判定
回路、（３１５１は再生データ出力端子、（３１６）は
ＶＣＯ補正量検出回路、（３１８１はループフィルタ、
（３２０１は搬送波再生回路（ＶＣＯ）　、　（３２２
１はπ／２移相器である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）同相軸受信信号の標本化系列を印加する入力端子
   と、直交軸受信信号の標本化系列を印加する入力端子と
   、同相軸受信信号の標本化系列と拡散系列の相関をとり
   、相関の度合に応じた大きさの相関パルスを出力するデ
   ィジタル相関器と、直交軸受信信号の標本化系列と拡散
   系列の相関をとり、相関の度合に応じた大きさの相関パ
   ルスを出力するディジタル相関器と、前記同相軸の相関
   パルスを２乗する２乗回路と、前記直交軸の相関パルス
   を２乗する２乗回路と、前記２つの２乗回路出力を加算
   する加算器と、前記加算器出力の時系列データを１情報
   シンボル持続時間単位で複数の情報シンボルに渡って記
   憶する複数のフレームメモリと前記の各フレームメモリ
   の内容の特定時点の標本値のみを特定時点を移動させな
   がら連続的に加算する加算器と、前記加算器出力より得
   られる加算化相関パルスの最大値を与えるタイミングを
   検出し、さらに該タイミングと前のタイミングとのずれ
   も検出する最大値タイミング検出回路と、前記最大値タ
   イミングを相関パルス抽出タイミングとして出力する出
   力端子と、相関パルス抽出タイミングのタイミングずれ
   が特定時間以上変化した時にタイミング切り替え信号を
   出力する出力端子とから構成された相関パルスタイミン
   グ判定系と前記同相軸のディジタル相関器出力を１情報
   シンボル持続時間単位で複数の情報シンボルに渡って記
   憶する複数のフレームメモリと、前記直交軸のディジタ
   ル相関器出力を１情報シンボル持続時間単位で複数の情
   報シンボルに渡って記憶する複数のフレームメモリと、
   前記相関パルスタイミング判定系より与えられる相関パ
   ルス抽出タイミングに対応する連続する２つの同相軸相
   関パルス連続する２つの直交軸相関パルスとを取り込み
   ＶＣＯ補正量検出回路ならびにデータ判定回路に出力す
   る相関パルス入力ポートとから構成された相関パルス抽
   出系とを備えたことを特徴とするスペクトル拡散信号に
   おける同期追従回路。
2. （２）データ入力端子に印加される送信情報データから
   １つの情報データと次の情報データ間の変化を出力する
   差動符号化回路と、拡散系列入力端子に印加される拡散
   系列と、デューティー比入力端子より与えられるデュー
   ティー比より、リターンゼロ符号化拡散系列を生成する
   ＲＺ符号化回路と、前記差動符号化回路出力を、前記Ｒ
   Ｚ符号化拡散系列により、直接拡散によるスペクトル拡
   散を行い、ＲＺ符号化スペクトル拡散送信系列を生成す
   る拡散変調器と、前記スペクトル拡散送信系列とデュー
   ティー比入力端子に与えられるデューティー比によって
   ＲＺ符号化単位パルスの持続時間に応じた帯域で適応的
   に波形整形を行う波形整形回路と、位相変調を行うため
   の局部発振器と、波形整形回路出力を局部発振出力を乗
   算して位相変調する変調回路とを備えたことを特徴とし
   たスペクトル拡散信号における通信装置。
3. （３）受信信号波が印加される入力端子と、２つの同相
   軸相関パルスと連続する２つの直交軸相関パルスとから
   特定の演算を施すことによりＶＣＯ補正量を検出するＶ
   ＣＯ補正量検出回路と、タイミング切り替え信号の有無
   に従ってループ帯域を適応的に変化させて前記ＶＣＯ補
   正量を平滑化するループフィルタと、前記ループフィル
   タ出力より与えられる補正量に従いながら受信搬送波の
   再生を行う搬送波再生回路と、前記搬送波再生回路によ
   って得られた再生搬送波をπ／２移相させて直交再生搬
   送波を生成するπ／２移相器と、前記再生搬送波を用い
   て受信信号波をベースバンド帯に落とす同相軸同期検波
   器と、前記直交再生搬送波を用いて受信信号波をベース
   バンド帯に落とす直交軸同期検波器と、デューティー比
   入力端子より与えられるデューティー比に従って同相軸
   同期検波出力、及び直交軸同期検波出力をＲＺ符号化単
   位パルスの持続時間に応じた帯域で適応的に波形整形を
   行う波形整形回路と、サンプルクロック入力端子より与
   えられるクロックに従って前記同相軸、及び前記直交軸
   の波形整形回路出力を標本化する標本化器とＲＺ符号化
   スペクトル拡散送信系列と前記同相軸、直交軸標本化器
   出力との相関演算を実行するディジタル相関器によって
   、相関パルス抽出タイミングを生成し、そのタイミング
   に従って連続する２つの同相軸相関パルス、連続する２
   つの直交軸相関パルスを抽出し、データ判定回路とＶＯ
   Ｃ補正量検出回路とに出力する同期追従回路と、前記同
   期追従回路より与えられる連続する２つの同相軸相関パ
   ルス、連続する２つの直交軸相関パルスから特定の演算
   を施すことによりデータを差動復調するデータ判定回路
   とを備えたことを特徴とするスペクトル拡散信号におけ
   る通信装置。