JPH04122247A

JPH04122247A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JPH04122247A
Application number: JP2242431A
Authority: JP
Inventors: Toshiro Kondo; 敏郎近藤; Shinji Kishimoto; 真治岸本; Akihiro Kamiyama; 上山　明裕; Kazunari Ishida; 一成石田
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1990-09-14
Filing date: 1990-09-14
Publication date: 1992-04-22

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電気信号により遅延時間を連続的に変化でき
る可変遅延回路を整相回路内の遅延回路として用いダイ
ナミックフォーカスを可能とした超音波診断装置に関す
る。

〔従来の技術〕

超音波診断装置には、探触子により被検体に超音波を送
受波し、体内からの反射波信号に基づいて被検体内部の
情報を得るようになっている。ここで、被検体内部の深
さの異なる各部のいずれの場所において高い分解能の画
像が得られるようにするために、体内からの反射波の受
信に際し、受波の焦点を時間の経過と共に動的に変化さ
せるダイナミックフォーカスが行われる。このとき、上
記受波の焦点合わせは、幅の狭い短冊状に形成された振
動子素子を複数個配列した探触子、あるいは同心円状に
配置した複数のリング状振動子素子から成る探触子の上
記それぞれの振動子素子からの受波信号を、遅延線を用
いて適宜遅延して加算することによって行われる。この
回路は一般に整相回路と呼ばれている。そして、受波の
焦点位置は上記の各々の遅延線の遅延時間により定まる
ので、ダイナミックフォーカスは、複数の受波信号に与
えるべき遅延時間を体内からの反射波の発生深度に応し
て動的に変更することによって実現される。

上記の遅延時間の変更は、遅延線に適切な間隔でタップ
を設け、これらのタップを電子スイッチを用いて選択切
り換えて行う。この場合、上記電子スイッチの切り換え
時にノイズが発生して、遅延線を介して受波信号に混入
することがあり、診断情報に誤った信号が出現すること
があった。そこで、このような現象を改善するために、
上記電子スイッチとしてノイズの発生の少ないスイッチ
を用いればよいが、このような電子スイッチは高価であ
るので遅延線のそれぞれのタップ毎に多数設けると価格
が上昇して経済的でないという欠点があった。

以上のような問題点に対処して、タップ切換スイッチを
備えた遅延線をそれぞれ有し焦点区間を互いに異ならせ
た二系統の整相回路を交互に使用すると共に、一方の整
相回路が使用されている間に他方の整相回路のタップを
切り換えるようにした装置が特開昭５６−１１２２３４
号公報で提案されている。この公報に記載された従来の
超音波診断装置は、第９図に示すように、複数の振動子
素子１１゜１２、・・、１ｎが配列され超音波を送受波
するアレー型の探触子２と、この探触子２の各振動子素
子１１〜１ｎ　からの受波信号に所定の遅延時間を与え
て位相を揃え加算して出力する二系統の整相回路３，３
′と、これらの整相回路３，３′内の各遅延線の終端抵
抗の信号を増幅する増幅器４，４′と、上記二系統の整
相回路３，３′からの出力信号を交互に切り換えるため
の電子スイッチ５と、上記各整相回路３，３′で整相さ
れた信号を検波。

圧縮する検波器６と、この検波器６からの出力信号を画
像として表示する表示装置７とを備えて成っていた。こ
こで、上記二系統の整相回路３，３′は、それぞれ上記
探触子２の各振動子素子１１〜１ｎからの受波信号を入
力して増幅する定電流源出力型の増幅器８１１８　ｚ　
ｇ・・・、　８ｎ　：　８ｔ’　、　８２１・・・、８
ｎ′と、遅延線９，９′と、これらの遅延線９，９′に
適宜の間隔で設けられたタップを選択切り換えする電子
スイッチから成るタップ切換スイッチ１０ｉ＋　１０２
．　・・・、Ｉｏｎ　：　Ｌｏｔ１０２、・・・、Ｉｏ
ｎ’　とから成る。なお、第９図において、符号１１は
電子スイッチ５及びタップ切換スイッチ１０ｚ〜ｌ　Ｏ
ｎ、　１０ｔ’　〜１０　ｎ’　を切り換え制御するた
めの制御器である。

このように構成された超音波診断装置においては、上記
それぞれのタップ切換スイッチＬｏｚ〜Ｉｏｎ及び１０
＋　　〜Ｉｏｎ　　　の切り換えは、それらが属する整
相回路３または３′の出力端（４゜４′）が電子スイッ
チ５の切り換えにより次段（検波器６）から切り離され
ている間に行われるので、上記タップ切換スイッチ１０
ｚ〜Ｉｏｎ　　または１０１′〜Ｉｏｎ’　　の動作に
より発生するノイズが次段以降の信号に混入することは
ない。従って、多数必要とされる上記タップ切換スイッ
チＬｏニーＩｏｎ及び１０１〜１０　ｎ　’は、ノイズ
が発生してもよい安価なスイッチで間に合わせることが
できる。このとき、各整相回路３，３′からの出力信号
を交互に切り換える電子スイッチ５は、常に信号が流れ
ている部分を切り換えるので、ノイズの発生の少ない高
価なスイッチを用いなければならないが、その個数がわ
ずかであることから特に価格が上昇するものではなく、
全体としてはコスト上昇を抑えることができる。これに
より、ダイナミックフォーカス時の各タップ切換スイッ
チ１０１−１ｏｎまたは１０１′〜１ｏｎ′の切り換え
により発生するノイズの影響を受けないようにしていた
。

しかし、このような従来の超音波診断装置においては、
第９図に示すように、二系統の整相回路３．３′を用意
することから、高価な遅延線９゜９′を二系統分必要と
し、回路規模が大きくなると共に、コストも上昇するも
のであった。さらに、上記二系統の整相回路３，３′か
らの信号に感度差があると、出力側の電子スイッチ５の
切り換えにより、表示装置７に表示される画像に明暗の
段差が発生することとなるので、使用部品については特
性バラツキの少ないものを用いる必要があり、そのため
に多くの調整時間を要し、これもコスト上昇の原因とな
るものであった。なお、上記二系統の整相回路３，３′
の感度差が少なくなっても、各系統の焦点の位置が異な
ることから受信感度も異なることとなり、やはり出力側
の電子スイッチ５の切り換えにより、表示装置７に表示
される画像に明暗の段差が発生することとなるものであ
った。

上記のごとき超音波診断装置に対し次のごとき方法でダ
イナミックフォーカスを実現する装置が特開昭５５−１
５１２８０号公報で提案されている。

以下図面によってその概要を説明する。第１０図はその
概念的構成図である。

第１０図において、ＴＤはアレイ・トランスデユーサで
、ｄｌはその個々のエレメントである。

Ａ１は前置増幅器群で、ｅ、はその個々の増幅器、ＤＬ
は可変の遅延線群で、ｆＩはその個々の遅延線、Ａ２は
バッファ増幅器群で、ｇ、はその個々の増幅器、Ａ３は
加算増幅器である。Ｐはマイクロ・コンピュータやファ
ーム・ウェア（ＲＯＭなど）を利用した制御中枢、ＤＡ
はディジタル・アナログ変換器、ＭＸは記号分配器であ
る。

アレイ・トランスデユーサＴＤの各エレメントｄ＋　に
入感じた反射波信号は、それぞれ各前置増幅器ｅ、で増
幅され、遅延！Ｌでそれぞれ遅延され、各バッファ増幅
器ｇ、で増幅され、加算増幅器Ａ３によって加算増幅さ
れる。

制御中枢Ｐは個々の遅延線ｆ１の遅延量制御信号を順次
出力する。この出力信号はディジタル・アナログ変換器
ＤＡによって逐一アナログ信号に変換され、信号分配器
ＭＸを通じて順次各週延線ｆ１に与えられる。各遅延線
ｆＩに与えられたアナログの制御信号は、各遅延線ごと
に設けられたコンデンサｃ１に保持される。保持時間は
数１００μｓ程度でよいので、コンデンサＣＩは容量の
小さなものでよい。

個々の遅延線ｆ、は、たとえば第１１図のように構成さ
れる。第１１図において、Ｌはインダクタンス素子、Ｖ
Ｄは可変容量・ダイオード、Ｃは高周波バイパス用のコ
ンデンサである。この回路は、通常のＬＣ遅延線の静電
容量素子を可変容量・ダイオードＶＤで置換えたものに
なっている。

各可変容量・ダイオードＶＤのアノードは共通に接続さ
れ、そこにアナログ制御信号が与えられる。

この点はまたコンデンサＣを通じて接地させる。

このコンデンサＣは、アナログ制御信号保持用のコンデ
ンサｃ１と共用できる。可変容量・ダイオードＶＤの静
電容量はアナログ制御信号に応じて変わるので、遅延線
ｆ＋　は遅延時間が可変なものとなる。

、二のように構成された装置の動作は次のとおりである
。制御中枢Ｐは、１つの方位角における受波の開始に先
立って、その方位角に受波の指向性を合わせるための個
々の遅延線用の制御信号を順次出力する。これら出力信
号まディジタル・アナログ変換器ＤＡで逐一アナログ信
号に変換され、信号分配器ＭＸによって、該当する遅延
線ｆ＋　に順次与えられる。このような制御信号の供給
は、方位角切換えの合い間を利用して高速に行われる。

各遅延Ｈｆ＋　に供給されたアナログ制御信号は、コン
デンサＣＩに、１つの方位角での受波が完了するまで保
持される。

１つの方位角での受波が完了したら、制御中枢Ｐは、次
の方位角用の制御信号群を出力し、上記と同様にして、
各遅延線ｆ□に供給する。以下同様の動作を繰返し、被
検音場についてセクタ・スキャンを行う。

受波の指向性の切換は、制御中枢Ｐが順次に出力する信
号を、アナログ信号に変換して、各遅延線ｆ＋　の高周
波バイパス・コンデンサｃｉに逐一印加することにより
行われるので、比較的簡単な制御機構によって実現でき
る。

アナログ制御信号によって可変容量・ダイオードＶＤの
静電容量を変えたとき、遅延、ｉｉｆ、においでは、遅
延時間τばかりでなく、特性インピーダンスＺｏと信号
の減衰量ＡＴＴも変化する。制御信号の値が遅延線ｆＩ
ごとに異なるので、特性インピーダンスＺｏと信号減衰
量ＡＴＴの変化も遅延線ｆ１ごとに異なる。このため、
各遅延線ｆ、を経てきた信号は、個々に条件が異なるの
で、そのまま加算増幅しても、正しい反射波合成が行え
ない。

そのような問題を解決するために、遅延線ｆ＋の遅延時
間の変更に合わせて、遅延線ｆ、の終端抵抗の値と前置
増幅器ｅｌ　またはバッファ増幅器ｇ＋　のゲインが補
償的に変更される。その例を１つの遅延線について示せ
ば第１２図のとおりである。第１２図において、制御中
枢Ｐは、遅延線ｆ、の遅延時間制御信号の他に、終端抵
抗Ｚの制御信号と前置増幅器ｅＩのゲイン制御信号を生
じ、これら制御信号が、ディジタル・アナログ変換器Ｄ
Ａによってディジタル信号に変換され、信号分配器ＭＸ
を通じて、それぞれ、遅延線ｆ１の可変容量・ダイオー
ド、終端用可変抵抗２、および可変ゲインの前置増幅器
ｅ、に与えられる。これらアナログ制御信号は、いずれ
もコンデンサによって、１つの方位角における受波の期
間中保持される。このような構成の超音波診断装置は複
数のインダクタンス素子を直列肢とし複数の可変容量・
ダイオードを並列肢とするはしご形ＬＣ回路であって、
可変容量・ダイオードの共通接続点が高周波バイパス・
コンデンサを通じてコモンに接続される。アレイ・トラ
ンスデユーサの各エレメントごとに設けられた遅延線と
、受波の指向性に対応して前記各遅延線の遅延時間を制
御するためのディジタル信号を順次出力する制御中枢と
、この制御中枢のディジタル出力信号を逐一アナログ信
号に変換するディジタル・アナログ変換器、及びこのデ
ィジタル・アナログ変換器の出力信号を各遅延線の高周
波バイパス・コンデンサに順次印加する信号分配器を具
備する整相回路とで構成されている。

以上のように第１０図に示す構成の超音波診断装置では
、高価な可変容量ダイオードを多数用いた可変遅延線と
その制御回路をアレイトランスデユーサの各エレメント
からの信号毎に多数用意する必要があり、大きさとコス
トの点で問題があった。

そこで、本発明は、このような問題点を解決することか
できる超音波診断装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明による超音波診断装
置は、複数の振動子素子が配列され超音波を送受波する
探触子と、この探触子の各振動子素子からの受波信号に
所定の遅延時間を与える遅延回路を有しこれらの遅延回
路で位相が揃えられた受波信号を加算して出力する整相
回路と、この整相回路で整相された信号を検波する検波
器と、この検波器からの出力信号を画像として表示する
表示装置とを備えて成る超音波診断装置において、上記
整相回路は、その内部の遅延回路として電気信号により
遅延時間を連続的に変えるようにしたインダクタと可変
容量ダイオードからなる可変遅延回路を用いると共に、
上記探触子の各振動子素子からの受波信号のそれぞれに
任意の固定した遅延時間を与えた後その複数個の信号を
一群として加算して形成した各信号群ごとに上記の可変
遅延回路をそれぞれ設けて成るものである。

また、上記整相回路は、探触子の各振動子素子からの受
波信号の個々について時間経過と共に変化する微小な遅
延を与える遅延回路を付加すると共に、この遅延回路の
遅延時間を受波信号のチャンネルごとに独立して制御す
るものとしてもよい。

〔作用〕

このように構成された超音波診断装置は、その整相回路
内の遅延回路として、電気信号により遅延時間を連続的
に変えるようにした可変容量ダイオードとインダクタか
らなる可変遅延線による回路を用いることにより、一系
統の整相回路だけでダイナミックフォーカスを可能とす
ることができる。また、上記の可変遅延回路は、探触子
の各振動子素子からの受波信号のうち複数個の信号を一
群として加算して形成した各信号群ごとにそれぞれ設け
ることにより、整相回路内の可変遅延回路の数を少なく
することができ、上記整相回路を小形化かつ安価するこ
とができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。

第５図は本発明による超音波診断装置における整相回路
の本実施例を示すブロック図である。超音波診断装置は
、被検体に超音波を送受波し体内からの反射エコーに基
づいて被検体内部の診断情報を得るもので、例えば短冊
状に形成された複数の振動子素子が一列状に配列され超
音波を送受波する探触子と、この探触子の各振動子素子
からの受波信号に所定の遅延時間を与える遅延回路を有
しこれらの遅延回路で位相が揃えられた受波信号を加算
して出力する整相回路と、この整相回路で整相された信
号を検波する検波器と、この検波器からの出力信号を画
像として表示する表示装置とを備えて成る。

そして、上記の整相回路は、第５図に符号１２を付して
示すように、図示外の探触子の各振動子素子からの受波
信号を入力する入力端子＃１゜＃２．＃３．・・・、ｔ
ｔｎのうち複数個の入力端子ごとに入力信号線１３，１
３．・・・が接続された複数個の入力側のクロスポイン
トスイッチ１４ａ。

１４ｂ、・・・　１４ｍと、これらの各クロスポイント
スイッチ１４ａ〜１４ｍのそれぞれの出力信号線１５，
１５．・・・に各タップが接続された入力側のＬＣ遅延
線１６ａ、１６ｂ、−，１６ｍと、これらの各ＬＣ遅延
線１６ａ〜１６ｍの終端抵抗を介して出力側にそれぞれ
接続された受波信号に遅延時間を与える可変遅延回路１
７ａ、１７ｂ、・・・１７ｍと、これらの可変遅延回路
１７ａ〜１７ｍの出力端子に入力信号線１８，１８．・
・・が接続された出力側のクロスポイントスイッチ１９
と、このクロスポイントスイッチ１９の出力信号線２０
゜２０、・・・に各タップが接続された出力側のＬＣ遅
延線２１とから成る。なお、第５図において、符号２２
は上記の各可変遅延回路１７ａ〜１７ｍの動作を制御す
る制御回路を示しており、符号２３は入力側のクロスポ
イントスイッチ１４ａ〜１４ｍ及び出力側のクロスポイ
ントスイッチ１９並びに上記の制御回路２２の動作を制
御する制御部を示しており、符号２４は整相回路１２の
出力端子を示している。

ここで、本発明においては、上記整相回路１２内の各可
変遅延回路１７ａ〜１７ｍとしては、従来の遅延線を用
いたものと異なり、その制御端子に印加される電気信号
により遅延時間が連続的に変化するもので、その構成を
考えるに至った思考過程を第４図（ａ）及び（ｂ）を参
照しながら説明する。

まず、第４図に従来の整相回路に用いられている集中定
数形遅延線の単位部分の回路構成を示す。

この単位部分は、第４図（ａ）または（ｂ）に示すよう
にＴ形の対称回路とされており、同図（ａ）の回路はイ
ンダクタＬ／２．Ｌ／２とキャパシタＣとを有して成り
、定に形低域フィルタと呼ばれるものであり、同図（ｂ
）の回路は上記（ａ）に示した二つのインダクタＬ／２
が電磁結合しているためその結果得られる等価回路であ
り、誘導ｍ形低域フィルタと呼ばれるものである。そし
て、上記の単位部分を多数従属接続することにより集中
定数形遅延線が構成される。このような構成の集中定数
形遅延線を用いると、必要な遅延時間を分布定数形遅延
線よりも小さい信号減衰で、しかも小形化して得ること
ができる。

ここで、第４図（ａ）の定に最低域フィルタにおいて、
フィルタの両端は特性インピーダンスＲｏ　＝　Ｖｒう
７で−で終端されているものと仮定する。

いま、入力として理想的なステップ電圧を加えると、出
力電圧の遅延時間ｔｓ及び立ち上がり時間ｔ１は。

ｔ　ｓ　”　１　、０７　Ｖ「チー”’　（１）ｔｔ＝
１．１３ｖ’Ｔ’−ご　　　　　　　　・・・（２）と
なる。この単位部分がｍ個従属接続されている場合の全
体の遅延時間ｔ６及び立ち上がり時間ｔ、は、ｔｉ　＝ｎ−ｔｓ　　　　　　　　　　　−（３）ｔｒ
＝を工・３ｆ「　　　　　　　　　・・・（４）となる
。よって、上記ｔｄ及びｔｒが与えられたとき、必要な
区間の数ｎ及びインダクタＬ並びにキャパシタＣは、次
式で与えられる。

１．０７ｎｄＲ＝　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・
・・（７）１．０７ｎＲ。

また、単位部分として第４図（ｂ）に示す誘導ｍ最低域
フィルタを用いると、遅延時間ｔ、と立ち上がり時間ｔ
、との比が同じ場合は、同図（ａ）に示す定に最低域フ
ィルタを用いるとの比べて従属接続する区間数ｎが約り
６％少なくてよい。このとき、同図（ｂ）において例え
ばｍ＝１．２７とすると、伝達信号の波形のオーバシュ
ート及びｔｚ／ｌｓに関しては同図（ａ）に示す定に最
低域フィルタを用いるよりも優れている。

以上述べたように５インダクタＬとキャパシタＣとから
成る集中定数形遅延線の遅延時間ｔｄは、第（３）式に
より与えられることがわかる。そして。

第４図（ａ）または（ｂ）のいずれの形のフィルタを用
いても、そのキャパシタＣの容量を変えることにより、
集中定数形遅延線の遅延時間を可変とすることができる
。

そこで、本発明においては、第４図（、）または（ｂ）
に示す単位部分を多数従属接続して成る集中定数形遅延
線におけるキャパシタＣを、逆電圧の大きさにより静電
容量が変化する可変容量ダイオードで構成することによ
り、第１図に示す本発明に用いる遅延回路が実現される
。すなわち、本発明にて用いる遅延回路は、第１図に示
すように、インダクタＬと逆電圧の大きさにより静電容
量が変化する可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’　とを用
い、この可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’の逆電圧の変
化により遅延時間が変化する可変遅延線１７Ａを構成す
ると共に、この可変遅延線１７Ａの信号源抵抗及び終端
抵抗として、利得が電気信号で制御できる増幅器に一定
抵抗で帰還を施して回路の抵抗値を可変とする可変抵抗
回路３３ａ。

３３ｂを用いて構成されている。

上記可変遅延線１７Ａは、インダクタＬ、Ｌと、複数個
の可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’　を−組としたもの
とをＴ形の対称回路に接続して成る単位部分を、多数従
属接続して構成されている。そして、一方の可変容量ダ
イオードＶＣの陰極と、他方の可変容量ダイオードＶＣ
′の陰極とが共通接続されると共に、上記一方の可変容
量ダイオードＶＣの陽極はそのまま接地され、他方の可
変容量ダイオードｖＣ′の陽極はインダクタし及び抵抗
Ｒを介して接地されている。このため、上記の各可変容
量ダイオードＶＣとｖＣ′には、同じ直流電位が印加さ
れることとなる。また、上記二個の可変容量ダイオード
ｖｃ、ｖｃ’の陰極同士を共通接続した箇所には、制御
部３５からそれぞれ抵抗ｒを介して逆電圧Ｅｃｒが印加
され、この逆電圧Ｅｃ１によって静電容量を変えて遅延
時間が制御される。なお、上記の抵抗ｒは、各組の可変
容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’　に制御信号線２５を介し
て信号が流れ、それぞれの可変容量ダイオードｖｃ、ｖ
ｃ’の組相互間で干渉するのを防止するために設けたも
のである。

なお、第１図において、符号Ｒは可変遅延線１７Ａの入
力端ａまたは出力端すをそれぞれ接地するための抵抗を
示しており、上記可変遅延線１７Ａの信号源抵抗または
終端抵抗の一部となるもので、この抵抗Ｒの接地により
各組の可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’の陽極の直流電
位は接地レベルと同じにされている。また、符号Ｃは直
流阻止用のカップリングコンデンサである。

ここで、上記可変遅延線１７Ａは、各組の可変容量ダイ
オードｖｃ、ｖｃ’の逆電圧の大きさによりその静電容
量を変化させると、遅延時間と共に特性インピーダンス
も変化する。このことから、信号の入出力端ａ、ｂでイ
ンピーダンスの不整合による信号波形の変形や伝送効率
の変動が生じないように、信号源抵抗と終端抵抗は、遅
延時間の制御に対応して常に上記可変遅延線１７Ａと整
合するように変化させる必要がある。そのため、上記信
号源抵抗と終端抵抗の部分には、電気信号により抵抗値
が変化する可変抵抗回路３３ａ、３３ｂがそれぞれ設け
である。この可変抵抗回路３３ａ。

３３ｂは、第２図に示すように、可変利得増幅器２６の
利得Ｇをその制御電圧ＥＣ２により変えて、その入力抵
抗を連続的に変化させることができるものである。

以下に、この可変抵抗回路３３ａ、３３ｂの動作を第２
図を参照して説明する。第２図の回路は、電圧利得Ｇが
制御電圧Ｅ。２で制御できる可変利得増幅器２６に一定
抵抗Ｒ５で帰還を施してその回路の抵抗値を可変とした
ものである。上記のような可変利得増幅器２６は、よく
用いられているギルバードセルなどにより実現でき、制
御電圧Ｅｃｘと電圧利得Ｇは一定の関係にあり、周囲温
度の変化による利得Ｇの変動が小さく実用的である。こ
こで、上記可変利得増幅器２６の入力端２７から見たイ
ンピーダンスを求める。このとき、可変利得増幅器２６
の入力インピーダンスは無限大で、出力インピーダンス
は零とし、入力端２７における入力電圧をＥ　１ｎ、電
流をｊ、入力端８における出力電圧をＥ。ｕｔ　とする
と、次式が成り立つ。

Ｅｔｎ　　Ｒｔ　・ｉ　　Ｅｏｕｔ＝　Ｏ−（８）Ｅｏ
ｌｌｔ＝−Ｇ−Ｅｌｎ　　　　　　　　　・−（９）こ
の第（８）式と第（９）式からＥｏｕｔ　を消去すると
、ｘ１＋Ｇとなる。そして、この入力電圧Ｅｌｎの式を電流ｉで偏
微分すると、入力端２７から見たインピーダンスＺｌｎ
は次式のようになる。

この第（１１）式において利得Ｇを変えると、入力端２
７からみたインピーダンスＺｉｎは変化することとなる
。すなわち、第２図に示す回路の入力端子２７と対地間
の抵抗は、制御電圧Ｅ（ｌにより制御可能となる。例え
ば、利得Ｇを０から４まで変化させると、入力端２７に
おけるインピーダンスＺｌｆｌは、Ｒ□から０．２Ｒｉ
まで変化することとなる。これにより、第２図に示す回
路は可変抵抗回路となる。なお、以上の説明においては
、負帰還の場合について述べたが、正帰還を施した場合
においても可変抵抗回路となる。この場合は、利得Ｇは
負の値をとるものと考えればよい。

なお、第１図において、可変遅延線１７Ａの入力端ａに
は、電圧−電流変換器２９が設けられており、この電圧
−電流変換器２９を介して入力信号電圧が定電流信号に
変換され、この定電流信号で上記可変遅延線１７Ａを駆
動するようになっている。また、可変遅延線１７Ａの出
力端すには、掛算器３０が設けられている。この掛算器
３０は、上記可変遅延線１７Ａの特性インピーダンスＲ
。

が変ると、該可変遅延線１７Ａの出力端すに現われる信
号電圧はｉＲｏとなり、Ｒｏの大きさにより変化するた
め、これを補正するものである。そして、この掛算器３
０の倍率は、制御部３５から送出される制御電圧Ｅｃ３
で制御されるようになっている。

以上は一次のオールパス形可変遅延線について述べたが
、第３図に示したごとく二次のオールパス形遅延線によ
り、さらに段数当りの信号の周波数帯域に対する遅延時
間の長い性能の向上した可変遅延線を実現することがで
き、これを上記の可変遅延線と同様、第５図にした整相
回路１２における可変遅延回路１７ａ〜１７ｍに適用す
ることができる。第３図に示す可変遅延線１７Ｂでは。

第１図の構成とは異なり可変容量ダイオードＶ　Ｃ１と
可変容量ダイオードＶＣｚで構成されている。

上記それぞれの可変容量ダイオードＶ　Ｃ１。

Ｖ　Ｃ２は、抵抗ｒｌ、ｒ２を介して印加される制御電
圧Ｖ１．Ｖ２によって制御されるようになっている。な
お、これらの抵抗ｒｔ、ｒｘは、上記可変容量ダイオー
ドＶ　Ｃ１、Ｖ　Ｃ２の静電容量を制御する回路を介し
て各セクションに信号が流れ、セクション相互間で干渉
するのを防止するために設けたものである。

上記一方の可変容量ダイオードＶ　Ｃ１は、制御電圧ｖ
ｌを変えることにより、その容量を変えて可変遅延線１
７Ｂの遅延時間を制御する。この際。

良好な遅延時間の周波数特性を保つためには、他方の可
変容量ダイオードＶ　Ｃｚの容量が上記一方の可変容量
ダイオードＶ　Ｃ１の容量のほぼ１／１２に近い値に保
たれている必要がある。従って、このような動作条件を
満たすように制御電圧ｖ１とｖ２を与えればよい。ここ
で、上記可変容量ダイオード■Ｃ１及びＶＣ２の逆バイ
アス電圧と容量の特性曲線がそれぞれ同じ関数で記述さ
れるような関係にあると、制御電圧ｖ１とｖ２は、同じ
信号源電圧あるいは少なくとも一方を分圧した簡単な構
成であって、可変容量ダイオードＶＣ２とＶ　Ｃ１の容
量比がほぼ１／１２に近い値の最適値に保ったままその
大きさを変えることができる。

このように、制御電圧源としてｖｌとｖ２のそれぞれが
、遅延時間の最適制御を行うために独立して信号を発生
する回路を備えなくてもよい。

なお、第３図において、符号Ｒは可変容量ダイオードＶ
Ｃｘ、ＶＣ２の陰極の直流電位を接地電位と同じにする
ための抵抗で、可変遅延線１７Ｂの信号源抵抗及び終端
抵抗の一部となり、後述の電子制御可変抵抗器３３ｃと
３３ｄに並列に接続されている。また、符号Ｃは直流阻
止用のコンデンサである。さらに、符号Ｔは高周波トラ
ンスであり、その二次巻線の一端はコンデンサＣを介し
て電子制御可変抵抗器３３ｃに接続され、他端は上記遅
延線１７Ｂに接続されている。従って、上記遅延線１７
Ｂは、電子制御可変抵抗器３３ｃと３３ｄで定まる信号
源抵抗を有する定電圧信号源で駆動されることになる。

また、可変遅延線１７Ｂは、可変容量ダイオードＶ　Ｃ
１、Ｖ　Ｃｘの逆バイアス電圧の大きさによりその容量
を変化させると、遅延時間と共に特性インピーダンスも
変化する。このことから、信号の入出力端でインピーダ
ンスの不整合による反射が生じないように、信号源抵抗
と終端抵抗は、遅延時間の制御に対応して常に上記遅延
線１７Ｂと整合するように変化させる必要がある。その
ため、上記信号源抵抗と終端抵抗の部分には、電気信号
により抵抗値が変化する電子制御可変抵抗器３３ｃと３
３ｄがそれぞれ設けである。この電子制御可変抵抗器３
３ｃと３３ｄの動作原理は第１図に示したものについて
すでに述べた通りである。

なお、本発明においては、第５図に示すように、各可変
遅延回路１７ａ〜１７ｍは、前記入力側のクロスポイン
トスイッチ１４ａ〜１４ｍの出力信号線１５，１５．・
・・に接続されたＬＣ遅延線１６ａ〜１６ｍの出力側に
それぞれ接続することにより、探触子の各振動子素子か
らの受波信号のうち複数個の信号、例えば四つの受波信
号を一群として加算して形成した各信号群ごとにそれぞ
れ設けられている。

次に、このような可変遅延線１７Ａ又ハ１７　Ｂを用い
て構成された整相回路１２の動作について、第５図を併
せて参照して説明する。まず、図示外の探触子の各振動
子素子からの受波信号は図示外の増幅器で増幅された後
、各入力端子＃１〜＃ｎに定電流信号源として印加され
る。これらの入力端子＃１〜＃ｎには、例えば四個の入
力端子＃１〜＃４．＄５〜＃８．・・・ごとに各クロス
ポイントスイッチ１４ａ、１４ｂ、・・・　１４ｍが設
けられているので、これらのクロスポイントスイッチ１
４ａ〜１４ｍとその出力信号線にそれぞれ接続されたＬ
Ｃ遅延線１６ａ〜１６ｍとにより、例えば四つの受波信
号ごとに一群として加算した信号群が形成される。そし
て、上記各ＬＣ遅延線１６ａ〜１６ｍの特性インピーダ
ンスとインピーダンスマツチングをとった終端抵抗から
出力された各信号群は、それぞれ可変遅延回路１７ａ、
１７ｂ。

・・・１７ｍに入力される。これらの可変遅延回路１７
ａ〜１７ｍでは、制御回路２２からの制御信号Ｓｓ　　
（第１図における制御端子に入力される電気信号Ｅｃ１
とＥＣＭ）により、被検体の生体内を超音波が伝播する
速さに対応して超音波ビームの収束点を深い所へ移動さ
せるダイナミックフォーカスを実現するために、受波信
号に適宜の遅延時間が与えられる。このように遅延時間
が与えられた各可変遅延回路１７ａ〜１７ｍの出力信号
は、定電流信号源となっており、それぞれ出力側のクロ
スポイントスイッチ１９へその入力信号線１８゜１８、
・・・を介して入力する。このクロスポイントスイッチ
１９へ入力した信号は出力側のＬＣ遅延線２１へ送出さ
れるが、上記クロスポイントスイッチ１９の出力信号線
２０，２０．・・・は、上記ＬＣ遅延線２１に適宜の間
隔で設けられたタップと同数だけ設けられており、上記
各可変遅延回路１７ａ〜１７ｍにより適宜の遅延時間を
与えられた信号は、さらにクロスポイントスイッチ１９
により選択されたタップを介してＬＣ遅延線２１へ入力
し、そのタップ位置に対応した遅延時間に相当する遅延
が与えられ、それぞれの信号が加算される。このとき、
入力側の各クロスポイントスイッチ１４ａ〜１４ｍ及び
出力側のクロスポイントスイッチ１９は、制御部２３か
らの制御信号Ｓ。

Ｓ３により、超音波ビームの偏向角に対応した遅延時間
が与えられるように制御される。以上のようにして、整
相回路１２により遅延が与えられ加算されて整相された
信号は、出力端子２４から出力され、図示外の検波器で
検波された後、表示装置に入力して画像として表示され
る。

このような構成及び動作により、整相回路１２内の各可
変遅延回路１７ａ〜１７ｍがその制御端子（第１図参照
）に電気信号を入力するだけで遅延時間を連続的に変化
することができるので、系統の整相回路１２だけで超音
波ビームの収束点を連続的に移動するダイナミックフォ
ーカスが実現できる。また、上記の各可変遅延回路１７
ａ〜１７ｍは、探触子の多数の振動子素子からの受波信
号チャンネルごとに設けなくてもよいので、可変遅延回
路の設置数を少なくすることができる。

第６図は本発明の第二の実施例における整相回路を示す
ブロック図である。この実施例の整相回路１２′は、図
示外の探触子の各振動子素子からの受波信号の個々につ
いて時間経過と共に変化する微小な遅延を与える遅延回
路３１１　ｔ　３１　ｘ　ｒ３１３、・・・、３１ｎを
付加すると共に、この遅延回路３１１〜３１ｎ　の遅延
時間を受波信号のチャンネルごとに独立して制御するよ
うにしたものである。すなわち、探触子の各振動子素子
からの受波信号を入力する入力端子＄１．＃２．＃３．
・・・＃ｎと入力側の各クロスポイントスイッチ１４ａ
〜１４ｍの入力信号線１３，１３．・・・との間に、電
気信号により微小な遅延時間が制御できる遅延回路３　
ｌｘ、　３１ｚ＋　３１ａｗ・・・、３１ｎがそれぞれ
設けられると共に、これらの遅延回路３１１〜３１ｎは
制御回路２２からの制御信号Ｓ４により各受波信号のチ
ャンネルごとに独立して遅延時間が制御されるようにな
っている。ここで、上記各遅延回路３１１〜３１ｎ　　
としては、微小な遅延時間が制御できればよいため、例
えば第７図あるいは第８図に示したごとき一次のアクテ
ィブオールパス型可変遅延回路を用いればよい。その出
力信号は定電流信号源となるようにされている。第７図
あるいは第８図において、ＶＣは可変容量ダイオードで
、この逆電圧を変えることにより遅延時間を制御してい
る。また、上記各遅延回路３１１〜３１ｎは、入力側の
ＬＣ遅延線１６　ａ　〜１６　ｍのタップの数により定
まる遅延時間の分解能をさらに高くするため、その遅延
時間が初期設定されている。

このような構成の整相回路１２′において、ダイナミッ
クフォーカスを実現するため可変遅延回路１７ａ〜１７
ｍの遅延時間を連続的に変化させた場合、探触子の各振
動子素子からの受波信号は各遅延回路３１１〜３１ｎ　
で遅延が与えられた後に、チャンネル毎に加算された信
号について遅延時間が連続的に変化するようになる。従
って、ダイナミックフォーカスを実現するためには、例
えば４チヤンネルの受波信号ごとに加算する構成におい
ては、各チャンネルごとに与えるべき遅延時間の変化が
異なるため、これらの値を各遅延回路３１ｚ〜３１ｎ　
　により各チャンネルごとに制御する必要がある。その
ため、第６図に示す実施例においては、上記各遅延回路
３１１〜３１ｎ　　の遅延時間は、制御回路２２からの
制御信号Ｓ４により各受波信号のチャンネルごとに独立
して制御される。この遅延時間とその遅延時間の制御タ
イミングは、入力側のＬＣ遅延線１６ａ〜１６ｍと出力
側のＬＣ遅延線２１のタップ位置により異なるので、上
記制御信号Ｓ４のタイミングは、次の如く行われる。す
なわち、各チャネルの受波信号が印加される入力側のＬ
Ｃ遅延線１６ａ〜１６ｍのタップ位置により、各可変遅
延回路１７ａ〜１７ｍの入力部に信号が現われるタイミ
ングが異なる。

従って、各受波信号のチャンネルの入力端子＃１〜＃ｎ
に同じタイミングで入力された受波信号が整相加算され
るためには、各チャンネルが入力側の各クロスポイント
スイッチ１４ａ〜１４ｍにより選択される各ＬＣ遅延ｇ
　１６　ａ〜１６ｍのタップ位置の遅延時間に対応した
時間遅れで、各遅延回路３１１〜３１ｎ　　を制御すれ
ばよい。

そして、この実施例の場合は、上記の各遅延回路３１ｓ
〜３１ｎ　　によって微小な遅延を与えることにより、
入力側のＬＣ遅延線１６ａ〜１６ｍのタップの数により
定まる遅延時間の分解能をさらに細分して、その遅延時
間の分解能を向上することができる。

〔発明の効果〕

本発明は以上のように構成されたので、整相回路１２ま
たは１２′内の可変遅延回路１７ａ〜１７ｍとして可変
容量ダイオードとインダクタを”用いて構成した可変遅
延線を用いることにより、その制御端子に印加する電気
信号だけで遅延時間を連続的に変化させて所望の位置に
超音波ビームの収束点を移動することができる。従って
、従来の整相回路内の遅延線のようにノイズが発生する
ことがないので、二系統の整相回路を設けて交互に使用
する必要はなく、一系統の整相回路（１２または１２′
）だけでダイナミックフォーカスを実現することができ
る。このことから、回路規模を小さくすることができ、
装置を小形化できると共にコスト低下を図ることができ
る。また、従来のような二基後の整相回路からの信号を
切り換えて表示するのではなく、一系統の整相回路から
の信号をそのまま表示装置に表示するだけであるので、
画像に明暗の段差が発生することなく、均一な画質の画
像が得られ、診断をやり易くすることができる。さらに
、上記の可変遅延回路１７ａ〜１７ｍは、探触子の各振
動子素子からの受波信号のうち複数個の信号を一群とし
て加算して形成した各信号無ごとにそれぞれ設け、各受
波信号のチャンネルごとには設けなくてもよいので、整
相回路１２，１２’内の可変遅延回路１７ａ〜１７ｍの
数を少なくすることができる。従って、装置全体を小形
化できると共にコスト低下を図ることができる。

また、探触子の各振動子素子からの受波信号の個々につ
いて時間経過と共に変化する微小な遅延を与える遅延回
路３１１〜３１ｎ　　として、抵抗と可変容量ダイオー
ドからなる１次のオールパス型可変遅延回路を付加した
ものにおいては、遅延時間の分解能を容易に向上するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の超音波診断装置の整相回路に用いる可
変遅延線の構成を示す回路図、第２図は第１図中の可変
抵抗回路の構成と動作を説明するための図、第３図は本
発明の超音波診断装置の整相回路に用いる可変遅延線の
第２の実施例の構成を示す回路図、第４図は従来の遅延
線の説明のための図、第５図は本発明の超音波診断装置
の整相回路の第１の実施例の構成を示すブロック図、第
６図は本発明の超音波診断装置の整相回路の第２の実施
例の構成を示すブロック図、第７図及び第８図は第６図
中の遅延回路３１の構成を示す回路図、第９乃至第１２
図は従来装置における整相回路を説明するための図であ
る。１２．１２’・・・整相回路、１４ａ〜１４ｍ・・入力
側のクロスポイントスイッチ、１６ａ〜１６ｍ・・入力
側のＬＣ遅延線、１７Ａ、１７Ｂ・・・可変遅延線、１
７ａ〜１７ｍ・・・可変遅延回路、１９・・・出力側の
クロスポイントスイッチ、２１・・・出力側のＬＣ遅延
線、２２・・・制御回路、２３・・・制御部、２６・・
・可変利得増幅器、２９・・・可変抵抗器、３０・・・
掛算器、３１１〜３１ｎ　・・・遅延回路、３３ａ〜３
３ｄ・・・可変抵抗回路、３５・・制御部、Ｌ・・・イ
ンダクタ、ｃ−ｍｌ　ンデンサ、ＶＣ，ＶＣ’　ＶＣｔ
。Ｖ　Ｃ２・・・可変容量ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】１、複数の振動子素子が配列され超音波を送受波する探
触子と、この探触子の各振動子素子からの受波信号に所
定の遅延時間を与える遅延回路を有しこれらの遅延回路
で位相が揃えられた受波信号を加算して出力する整相回
路と、この整相回路で整相された信号を検波する検波器
と、この検波器からの出力信号を画像として表示する表
示装置とを備えて成る超音波診断装置において、上記整
相回路は、その内部の遅延回路として、インダクタとキ
ャパシタから成る遅延線のキャパシタを可変容量ダイオ
ードにて置換した可変遅延線と、前記可変遅延線の両端
に設けられた電圧信号によりその抵抗値が変化できる可
変抵抗回路と、前記可変遅延線の可変容量ダイオードへ
遅延時間設定のためのバイアス電圧を印加する手段と、
前記可変抵抗回路へ前記可変容量ダイオードの容量変化
に対応して遅延線の特性インピーダンスを整合する電圧
信号を印加する手段とを備えて電気信号により遅延時間
を連続的に変えるようにした可変遅延回路を用いると共
に、上記探触子の各振動子素子からの受波信号のそれぞ
れに任意の固定した遅延時間を与えた後その複数個の信
号を一群として加算して形成した各信号群ごとに上記の
可変遅延回路をそれぞれ設けて成ることを特徴とする超
音波診断装置。２、上記整相回路は、探触子の各振動子素子からの受波
信号の個々について時間経過と共に変化する微小な遅延
を与える遅延回路として、可変容量ダイオードと抵抗か
らなる１次のオールパス型フィルタを遅延回路とする回
路を付加すると共に、この遅延回路の遅延時間を受波信
号のチャンネルごとに独立して制御するようにしたもの
である請求項１記載の超音波診断装置。