JPH0398306A - 集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、コレクタ−エミッタ通路を出カ電流が流れる
ようにしている出カトランジスタの飽和状態を検出する
ための検出装置と、飽和状態の代表的パラメータが所定
のしきい値を越える場合に切り替えるように構成したし
きい値回路とを具える集積回路に関するものである。

（従来の技術） トランジスタの飽和状態は、コレクタ−エミッタ電圧Ｖ
ｃｅを低減させることで明らかになる。電圧Ｖ．が所定
のしきい値以下に降下した場合にスイッチするしきい値
回路により飽和状態を検出することは既知の技術である
。このような検出は、自動利得制御段を制御するのに用
いられ、増幅器の利得が低減する。この増幅器の出力ト
ランジスタによって、本発明の目的が達威される。

増幅器中の出力トランジスタの飽和状態の関数であるこ
の種の利得制御システムは、スピーカ内蔵電話機に応用
するものである。この場合、所定７ ８ のしきい値を適宜選択して、最悪の場合（小さな外的付
加、高温度）であっても、集積回路の製造交差を考慮に
入れ、出力トランジスタが決して飽和しないようにする
必要がある。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、このように選択した結果、通常の動作状
態で得られる最大信号を不当に制限してしまう。

本発明の目的は、トランジスタが飽和状態に変化するの
を特徴づける特定の現象を検出することで、飽和状態の
検出を改善することにある。

寄生トランジスタ（Ｐ基板ではｐｎｐ型）が導通となる
ため、集積回路の通常の製造方法に従い、製造されたト
ランジスタでは、供給されるべきベース電流がかなり増
加するのに伴い、飽和現象が生じるということを確かめ
た。例えば、わずかに飽和しても、ベース電流を、コレ
クタ電流値の１／１００から１／１０に変化させるのに
は十分である。

この目的のため、本発明による集積回路は、出力トラン
ジスタのベース電流の少なくとも一部を発生するように
構成した制御トランジスタを具え、前記しきい値回路を
、前記制御トランジスタのコレクタ−エミッタ通路に流
れる電流の値がある所定のレベルを越える場合に切り替
えをするように構成したことを特徴としている。

本発明による第１の例では、前記しきい値回路が、制御
トランジスタの前記コレクターエ逅ツタ通路と供給電圧
との間に直列に接続された第１ダイオードと、所定の大
きさを有する第１電流源と前記供給電圧との間に直列に
接続された第２ダイオードとを具え、かつ、前記第１ダ
イオードと前記制御トランジスタの前記コレクタ−エミ
ッタ通路との接続点を、第１差動増幅器の第１入力端子
に接続するとともに、前記第２ダイオードと前記第１電
流源との接続点を、前記第１差動増幅器の第２入力端子
に接続している。

このようにして、第１差動増幅器の出力端子に、第１電
流源の大きさを選択することで決定される電流レベルで
、スイッチング動作を生せしめる信号が得られる。

９ １０ 本発明による第２の例では、前記しきい値回路は、第２
ダイオードと第１抵抗とを有する第１直列ブランチを具
え、この第１直列ブランチを、前記制御トランジスタの
前記コレクタ−エミッタ通路と供給電圧との間に直列に
接続し、また、前記しきい値回路は第１監視トランジス
タをも具え、このトランジスタのベースを前記第１ブラ
ンチと前記制御トランジスタの前記コレクターエξツタ
通路との間の接続点に接続するとともに、前記第１監視
トランジスタの前記コレクタ−エミッタ通路を第２抵抗
の第１端子に接続し、第２抵抗の第２端子を供給電圧に
接続するとともに、前記出力トランジスタのベースにも
また接続し、また、このしきい値回路において前記第１
監視トランジスタのベースを第２監視トランジスタのベ
ースに接続し、このトランジスタのコレクタ−エミッタ
通路を第３直流ダイオードの第１端子に接続し、このダ
イオードの第２端子を供給電圧に接続するとともに、前
記トランジスタのコレクタ−エミッタ通路を第４ダイオ
ードの第１端子にもまた接続し、このダイオードの第２
端子を第２供給電圧に接続し、また、前記しきい値回路
は、第４直流ダイオードの第１端子と直列に接続された
所定の大きさを有する第２電流源を有し、前記直流ダイ
オードの第２端子を第２供給電圧に接続し、また、この
しきい値回路では、前記第４ダイオードの前記第１端子
を第２差動増幅器の第１入力端子に接続するとともに、
前記しきい値回路では、前記第５ダイオードの第１端子
を前記第２差動増幅器の第２入力端子に接続している。

本発明による第３の例では、前記集積回路は第３監視ト
ランジスタを具え、このトランジスタのベースを前記制
御トランジスタのベースに接続するとともに、トランジ
スタのコレクターエ旦ツタ通路を第６直流ダイオードの
第１端子に接続し、このダイオードの第２端子を前記第
１供給電圧に接続し、前記トランジスタのコレクタ−エ
ミッタ通路を前記出力トランジスタの前記ベースに接続
し、また、前記集積回路は、第７ダイオードを有し、こ
のダイオードの第１端子を所定の大きさを１１ １２ 有する第３電流源に接続し、ダイオードの第２端子を、
荊記第１供給電圧に接続し、前記しきい値回路では前記
第６ダイオードの前記第１端子を、第３差動増幅器の第
１入力端子に接続し、また、前記第７ダイオードの前記
第１端子を、前記第３増幅器の第２入力端子に接続して
いる。

上記３例は、ダイオードを設けるとともに、逆相出力ト
ランジスタを同時に監視するために、全く同一の差動増
幅器を用いうる利点を有する。

例えば、少なくとも一つの差動増幅器によって形威され
る前記しきい値回路の前記出力端子を本来既知の方法で
スイッチ回路の入力端子に接続し、荊記しきい値回路の
前記出力電圧の関数である利得制御電圧によって蓄積コ
ンデンサを充電又は放電させるように、前記スイッチ回
路の出力端子を構成し、前記コンデンサが、前記出力ト
ランジスタを具える増幅回路中の利得制御回路の利得制
御入力端子に接続された１つの端子を有している。

前記集積回路は、前記増幅回路の前記供給電圧を第１基
準値に調整するように構成した分路調整器とを具え、前
記利得制御回路は、少なくとも分路調整器を流れる電流
の関数として前記増幅回路の前記利得に影響を及ぼすよ
うに配列し、さらに、前記集積回路は電流が前記分路調
整器を流れる場合に、前記利得の増加に対応する第１方
向に、第Ｉ変化則に従って前記蓄積コンデンサによって
蓄えられた前記電圧を変化させ、かつ、電流が前記分路
調整器を流れない場合にはこの動作を阻止するための第
１手段と、 前記増幅器の前記電源端子で得られる前記供給電圧が、
前記第１基準値よりも低い第２基準値以下に降下した場
合、前記第１方向とは反対の第２方向に、前記第１法則
よりも迅速な第２変化則に従い、前記蓄積された電圧を
変化させるための第２手段とを具えるようにすると有利
である。

前記第２基準値を、前記増幅器が適切に動作する最小供
給電圧の付近に設定することができる。

前記第１手段が、分路調整器を流れる電流を、基準電流
と比較するための電流比較器を具えるようにすると有利
である。

ｌ３ ｌ４ ？適な例では、前記集積回路が抵抗を具え、この抵抗の
第１端子を前記コンデンサの前記端子に接続するととも
に、この抵抗の第２端子を前記利得制御入力端子に接続
し、かつ、前記スイッチ回路の前記出力端子を、前記コ
ンデンサの前記端子に接続している。

従って、供給電圧が低レベルの場合、供給電圧の比較的
穏やかな変化に順応する時定数を供給する抵抗を介して
、コンデンサを放電し、飽和した場合には、時定数なし
で、コンデンサを放電する。

（実施例） 第１図に示すように、増幅器ｌはｎｐｎ型出力トランジ
スタ０。を具え、このトランジスタ０。のコレクタ（点
Ｓ）は出力電圧Ｖ。を供給し、Ｑｏのエミッタを同相極
（接地点）に接続する。点Ｓの電圧は基準電圧Ｖｒ＠ｆ
と比較される。このため、点Ｓを差動増幅器Ａの反転入
力端子に接続し、この増幅器Ａの非反転入力端子を電位
Ｖ■，に接続する。Ｖｏが　νｒ．ｔに達しない場合に
は、増幅器Ａの出力は高レベルに変化する。この増幅器
Ａの出力端子を　ｎｐｎ型出カトランジスタ。′のベー
スに接続し、このＱ′の工ξツタをグランドに接続し、
Ｑ′のコレクタを蓄積コンデンサＣの第１端子に接続す
るとともに、電流源■，に接続し、コンデンサＣの他方
の端子を接地する。増幅器Ａの出力が高レベルの場合、
トランジスタロ′は導通となり、コンデンサＣは放電す
る。コンデンサＣの第１出力端子にょっ，て、増幅器Ａ
の利得制御回路の利得制御入カ端子を駆動する。コンデ
ンサＣの全放電又は部分的な放電によって、増幅器１の
利得が低下し、これによりトランジスタロ。がカット・
オフとなる。

この種の装置は、例えばスピーカ内蔵電話機に用いる目
的で製作したＴＥＡ　１０６４回路（フィリップス製）
に用いられている。このことにより、出カトランジスタ
の飽和によって生じる電圧ピークを制限できる。実際の
ところ、このようにピークが制限されるため、出カ信号
中にかなりの歪みが生じる傾向にあり、この歪みは、人
カ信号レベルが増加する速度で増大する。

信号ピーク時に動作している際、ｖ。はわずかにＶｒｅ
ｆよりも小さくなり、トランジスタＱ′は短時間でコン
デンサＣを放電し、■よりもかなり大きな電流が流れる
。高信号レベルでの平衡状態において、電流Ｉによって
生じる充電を除去するのに十分な時間、トランジスタＱ
′は導通となる。

レベルがしばしば変動する会話のような信号の場合、非
常に小さい時定数（例えば、数ミリ秒）で、低減利得が
得られることが望ましい。一方、ボンピング現象を避け
たい場合には、非常に大きい時定数（例えば、１００〜
２００ｍＳ）で、コンデンサを再充電するのが好ましい
。

しかしながら、種々の変数に基づき、Ｖｌ’ｌｌｆＯ値
を選択する。実際、Ｖｒｅｆが十分に高いレベルであり
、このため、最悪の状態での動作（低充電インピーダン
ス、高温）であり、製造工程に変化が生じている場合に
計算したとしても、決して飽和しないように構成する必
要がある。このように構成することにより、通常の使用
条件の下で得られる最大信号を制限する値ｖ，．．ｆを
選択する。

第２図は、本発明による検出装置を示しており、この装
置によれば、飽和状態の始まりがすばやく検出される。

すなわち、選択されたしきい値が最大許容レベルに相当
するも、もはや製造工程の変化を考慮する必要がない。

従って、最大歪みが小さいままでＶ。が、この歪みと比
較される最大信号値に達することができる。トランジス
タＱ。にトランジスタ０。のベース電流の少なくとも一
部を発生する監視トランジスタＱを接続する。トランジ
スタＱをダーリントン段の前段トランジスタと称し、ト
ランジスタＱのベースをその入力信号によって駆動し、
そのコレクタは、出力端子に測定信号Ｍを発生させるこ
とのできる回路ＩＭを提供している。この信号Ｍは、ト
ランジスタｏ０の主電流通路（コレクターエξツタ）を
流れる電流を表している。明らかに自動制御ループは、
第１図のそれと同一であり、信号Ｍは増幅器Ａの反転入
力端子に供給され、増幅器Ａの非反転入力端子を基準電
圧Ｖ’ｒ＊ｆに結合する。寄生トランジスタは、バイポ
ーラ・トランジスタの通常の製造方法一１７ １８ の特性に起因して存在するものであり、トランジスタロ
。が飽和している場合、寄生トランジスタは導通となる
。このため、トランジスタＱ。のベース電流及び監視ト
ランジスタＱのコレクターエ烏ツタ電流が非常に速く増
加する。従って、高感度しきい値効果が得られる。その
理由はトランジスタ０。のベース電流の値がｌＯ倍とな
る（例えば、コレクタ電流の値が１／１００から１／１
０となる）からである。

第３図は、Ｊｏｈａｎ　Ｈ．ＨＵＩ２ＪＮＧ及びＤａｎ
ｉｅｌ　ＬＩＮＥＢＡＲＧＥＬにより１９８５年１２月
６日にＩＥＥＥ　ＳｏｌｉｄＳｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉ
ｔ　Ｖｏｌ．　ＳＣ２０の１１４５ページ（第３図）で
公表された図に示す増幅器に対応する本発明の一実施例
を示している。この増幅器は、一方でプッシュプル回路
（Ｑ，，　Ｑ．）を具えたダーリントン出力トランジス
タを有し、他方でもまた、プッシュプル回路（Ｑｓ．，
　Ｑａ及び０３）を具えたダーリントン出力トランジス
タを有している。

第３ａ図は、出力トランジスタのみを示しているが、ク
ラスＡＢ分極検出回路を除いている。

トランジスタＱｚ（Ｄｎｐ）及びＱ＋　（ｎｐｎ）を２
つの出力トランジスタとし、供給電圧Ｖｃｃと、共通電
位点又はもう一つの供給電圧との間にプッシュブルとし
て接続する。トランジスタＱ３のコレクタとＯＩのコレ
クタの接続点が増幅器の出力端子Ｓとする。トランジス
タＱ，は、トランジスタＱ２（ｎｐｎ）と相俟って、ダ
ーリントン増幅器を構成する。トランジスタＱ３は、カ
スコード・トランジスタＵｓ　（ｎｐｎ）及びＱｎ（Ｄ
ｎｐ）と相俟って、ダーリントン増幅器を構成する。ト
ランジスタＱ５の工ξツタをトランジスタＱ４のベース
に接続するとともに、電流源ｈに接続する。トランジス
タロ４の工くツタをトランジスタ０３のベースに接続し
、ロ，のコレクタを直流ダイオードＤＩＧのアノードに
接続し、Ｄ１。のカソードを接地する。また、ロ．のコ
レクタをトランジスタ０．。（ｎｐｎ）のベースにもま
た接続し、０，。の工くツタを接地するとともに、ロ，
。のコレクタをトランジスタロ３のベースに接続する。

従って、トランジスタＱ，。は、ダイオードＤ１。と相
俟って電流５ラ−回路を形威し、１９ ２０ トランジスタロ，。のエジッタ電流は、ダイオードＤ，
。を流れる電流と等しい。

本発明による図は、トランジスタＱ５及び／又はトラン
ジスタＱｌ１のコレクタを供給電圧Ｖｃｃに直接接続し
ていない点で、上述の刊行物の図と異なっている。

実際、トランジスタロ，のコレクタ（点Ａ）を直流ダイ
オードＤ３を介して供給電圧Ｖｃｃに接続し、トランジ
スタＱ２のコレクタ（点Ｂ）を、抵抗Ｒ２と直列に接続
した直流ダイオードＤ２を介して供給電圧源νｃｃに接
続する。

さらに、点Ｂをトランジスタロ＋　ｒ　（Ｄｎｐ）のベ
ースに接続し、Ｑｌ＋の工ξツタを抵抗Ｒ．を介して供
給電圧Ｖｃｃに接続し、（１１１のコレクタをトランジ
スタＯＩのベースに接続する。

第３ｂ図は、第３ａ図の回路を接続することのできる利
得制御装置を示しており、図中、点Ａ及びＢは、それぞ
れ、トランジスタ０３及びロ，が飽和状態であることを
示している電圧レベルを有している。トランジスタＱ３
が飽和した場合、Ｑ３のベース電流が増大し、このベー
ス電流が増大するにつれて、トランジスタ０４の工ξツ
タ電流が増大する。また、Ｑ３のベース電流によりトラ
ンジスタＱ５中を流れる電流が除去されるようになる。

このことは、トランジスタＱ４のベース電流が■と等し
くなった場合に生し、この結果、点Ａの電位が著しく高
くなる。その理由は、より小さい電流がダイオードＤ３
を流れるからである。トランジスタＯＩが飽和した場合
、Ｑ３のベース電流が増大し、ダイオードＤ２を流れる
電流及びトランジスタロ．のコレクタ電流が増大するに
つれて、トランジスタｕ２のコレクタ電流が増大する。

一方、抵抗Ｒ２及びＲ．の両端間の電圧降下が増大する
。

第３ｂ図では、差動増幅器Ａ，の非反転入力端子を点Ａ
に接続し、Ａ，の反転入力端子をダイオードＤ４からな
る直列ブランチの中心点に接続し、ダイオードＤ４のア
ノードを供給電圧Ｖｃｃに接続するとともに、Ｄ４のカ
ソードを電流源Ｉ２に接続する。増幅器酷の出力端子を
トランジスタ２ｌ ２２ ？　Ｉ−ｒ　（ｎｐｎ）のベースに接続し、Ｑｌ３のコ
レクタをコンデンサＣの非接地端子に接続し、（１１３
のエミッタを接地する。トランジスタ［１３が飽和した
場合、点六の電位が増大し、また、この点Ａの電位が、
電流■２により決定される電位を超える場合、すなわち
、トランジスタＯ．を流れる電流が電流Ｉ２に達しない
場合、制御回路ＣＡＧを介して利得を減少させるため、
トランジスタＱｌ３が導通となり、コンデンサＣを放電
する。　■２を電流Ｈの一部分１．７ｎに等しくなるよ
うに選択する。差動増幅器Ａ２の反転入力端子を、所定
の大きさの電流源Ｉ４を具える直列ブランチの中心点に
接続し、　Ｉ４をダイオードＤ６のアノードに接続し、
Ｄ６のカソードを接地する。点Ｂをトランジスタ０１■
（Ｄｎｐ）のベースに接続し、ＱＩ２の工ごツタを直流
ダイオードＤ１■を介して供給電圧νｃｃに接続すると
ともに、Ｑｌ２のコレクタを直流ダイオードＤ，を介し
て接地する。０，２のコレクタを増幅器＾２の非反転入
力端子にもまた接続する。トランジスタロ，が飽和した
場合、トランジスタＱ２のコレ？タ電流が増大し、ダイ
オードＤ２及び抵抗Ｒ２を流れる電流も増大し、この結
果、点Ｂの電圧が減少する。抵抗Ｒ２における電圧降下
がトランジスタのベース・工果ツタ電圧（ダイオードの
電圧ｖ６は約０．７■である）に達した場合、このトラ
ンジスタＱ１。は導通となる。トランジスタＱＩ２のコ
レクタ電流が電流Ｉ４を超えると、０．２のコレクタ電
流を電流Ｉ４と比較し、コンデンサＣを放電させるため
トランジスタＱＩ４を導通とする。

第４図は、トランジスタ０，及びＱ２を示している。と
ころで、トランジスタ０■のコレクタを直接供給電圧Ｖ
ｃｃに接続する。トランジスタＱ２■のエミッタはトラ
ンジスタＱ２のエミッタ寸法の数分．の一程度となるよ
うな寸法とするのが好ましく、このトランジスタＱ２■
は、トランジスタＱ２のベース及び工くツタに接続され
たベース及びエミッタを有するとともに、直流ダイオー
ドＤ，を介して供給電圧Ｖｃｃに接続されたコレクタ（
点Ｂ）を有している。点Ｂ′を差動増幅器Ａ３の反転入
力端子に接続し、Ａ３の非反転入力端子を、アノ２３ ２４ ？ドを電圧源Ｖｃｃに接続（ニ）た直流ダイオードＤ８
を含む直列ブランチと、所定の大きさの電流源Ｉ，との
接続点に接続する。トランジスタロ，が飽和すると、ロ
，に流れる電流及び、トランジスタ［ｌｚ２に流れる電
流が増加する。トランジスタＱ２■を流れる電流が１５
を超える場合、トランジスタ０１５は導通となり、これ
により、コンデンサＣは放電され、回路ＣＡＧのために
利得低下が起こる。

自動利得制御回路は、他の利得制御素子、例えば本願に
よる１９８９年４月４日に出願されたフランス特許明細
書第８９０４４０７号で記載されているものと組合せで
実施することができる。供給電圧Ｖｃｃが第１の高レベ
ルを十分に有している場合のみ、電流源Ｉは切り替え可
能であり、コンデンサＣが充電される。供給電圧ＶＣＣ
が、第１レベルよりも低いレベルである第２レベルより
低い場合、最大レベルで供給電圧を維持することが可・
能であるも、ミリ秒オーダーの歪みが依然として生しる
。上述したように、飽和を補正した場合、？の補正によ
って、歪みが実際に除去される。

第５図によれば、利得制御回路は、給電端子間に挿入さ
れ、かつ、コンデンサＣ０と平行に接続された３つの直
列接続された抵抗Ｒ’．，Ｒ−及びＲＩ２を具えている
。増幅器Ａ′。の非反転入力端子を抵抗Ｒ−　１　とＲ
１■との接続点に接続し、増幅器八′２の反転入力端子
を抵抗Ｒ′１　とＲ″との接続点に接続する。この回路
は、トランジスタＴ１及び工くツタ抵抗ＲＥをも具え、
Ｔ１のエミッタを増幅器ＡＩ，の非反転入力端子に接続
し、スイッチ回路２０を用いてＡＩ１の出力信号により
、電流源Ｉと点Ｇとの接触、非接触を制御する。増幅器
Ａ′。とトランジスタＴ＋　とにより、本来既知である
分路調整器を構成する。トランジスタＴ１の工くツタを
増幅器ＡＩ１の非反転入力端子に接続する。さらに、利
得制御電圧を蓄え、次の方法で用いる。抵抗ＲＩ９及び
蓄積コンデンサＣで構成される直列ブランチを、共通電
位点と増幅器の利得制御入力Ｇとの間に接続する。スイ
ッチ２０、例えばスイッチとして動作するトランジスタ
は、２５ ２６ 分路調整器が電流を得る場合（トランジスタＴ＋はカッ
トオフではない）、この目的のため電流源ＳＣを直列ブ
ランチ（点Ｇ）と接触させる必要がある。このことによ
り最大利得を得るため、遅延方法でコンデンサＣを充電
することが可能である。

コンデンサＣを放電させるため、（かつ、点Ｇにおける
電圧降下を用いて利得低下を生せしめるため）分路調整
器のしきい値よりも低い第２電圧しきい値を識別するし
きい値回路を用いる。増幅器Ａ′ｚの非反転入力端子を
電位Ｖｒａｒに接続し、反転入力端子を抵抗Ｒ′，とＲ
″１との接続点に接続する。

増幅器Ａ’　ｚの出力端子をトランジスタＴ４のベース
に接続し、Ｔ４のコレクタ−エミッタ通路を点Ｇと共通
電位点との間に位置させる。抵抗Ｒ２，をトランジスタ
Ｔ４　と点Ｇとの間に挿入することができ、Ｒ２，の値
を、Ｒ２９が開放された場合にトランジスタＴ４が飽和
することを確実にすることができるように選択する。

分路調整器の動作を監視する第１しきい値ｖ０は、次の
値を有している。すなわち、 である。

蓄積コンデンサＣｌａの放電を監視する第２しきい値ｖ
１　は次の値を有している。すなわちである。

分路調整器は、以下のように動作する。

ＶＯＢ　＞　Ｖ’　Ｏの場合、トランジスタＴ，は分路
電流■５を得る。Ｒ−１−＞　Ｖ′ＩＩＥＦでは、増幅
器Ａ′１　の出力は最大レベルとなり、このため、スイ
ッチ２０は閉成する。電流源Ｉにより、コンデンサＣを
充電する。コンデンサＣを完全に充電した場合、増幅器
Ａは最大利得となる。ｖ１　とＶ。との間をＶＢとした
場合、分路調整器はもはや電流を得ず、スイッチ２０は
開放される。コンデンサＣを蓄積された値に保持する。

コンデンサＣ。によって、短時間に補償することができ
る。ｖＩｌの値が低下し続け、第２しきい値Ｖ，を越え
た場合、トランジスタＴ，を開放し、抵抗ＲＩ９　（お
そらくはＲ．．及びＲ２９）を介してコンデンサＣが放
電する。Ｒｌ，にかかる電圧の降下により点Ｇにおける
電圧が変化するとともに、ただちに利得も変化する。放
電の時定数が極めて小さいために、ほぼ瞬間的に利得が
小さくなりうる。従って、このような電流が流れるよう
に、トランジスタＴ４を設ける必要がある。過剰にＣを
放電する必要なくして、ＶＢが利得の減少を止めること
ができるように電力消費（例えば、スピーカ内蔵電話機
の電力消費）を小さくする。端子Ｃでの電圧が、単に振
幅をわずかに増大するだけで結果的に比較的短い時間（
実際には約１Ｏｎ＋ｓ）で蓄積されるべき新たな値に再
び到達できるように、Ｒ１９（できることならば、ＲＩ
９及びＲ２）の値を調整するのが好のましい。これに対
して、ＶＢが再びしきい値ｖ０に到達し、かつ、分路調
整器がかなりの電流Ｉ，を得るまで、部分的又は完全に
放電したコンデンサＣは再充電することができない。電
流源ＳＣのために、コンデンサＣは徐々に再充電され、
新たに利得が増加し始める。放電よりもさらにゆっくり
と再充電され、分路電流器■，がかなり小さくなったと
きに、再充電を中断する。従って、このシステムの安定
性は非常にすぐれている。さらに、最大電流が得られる
までは、コンデンサＣを充電することができない。点Ｇ
における電圧に対してプロットした利得曲線は、増加す
る動きを示す。

Ｃが迅速に放電するので、増幅器Ａが正確に動作する（
歪みもほとんどない）最小給電値と近い値にＶ，を選択
することができる。このことは、会話信号の極めて重要
なピークにおいて利得の急激な低下が生じ、これを聞き
とることができないという点においてもまた有利である
。実際のところ、利得の急激な低下によって、かなりの
歪みが生じるも、この反復速度が速くなるまでは、人間
の聴覚機能はこの種の歪みに気が付かない。

大きな値のコンデンサを用いる必要は必ずしもない。

Ｃを０．５　μＦとし、電流源を１μＡに選択する２９ ３０ ？とができる。いずれにせよ、抵抗Ｒ２．によって、ト
ランジスタＴ４を流れる放電電流を要求に応じて制限す
ることができ、また、コンデンサＣによって、あまりに
も急激な放電を避けることができる。コンデンサＣによ
って歪みが発生する時間毎に、利得が最小になる。実際
、コンデンサＣ０は再充電するのにある一定の時間を要
する。このコンデンサＣ０によって、電圧Ｖ，が生じ、
再びしきい値ｖ１及びＶ。に達するまでには、ある一定
の時間を要する。

一例として、ＲＩ’−＝３．６　ＫΩ，Ｒｚ−＝０Ωと
する。実際、電圧ｖ０が３．５ｖのオーダでは、ｖ０と
ｖ１　との電位差は数百ｍＶのオーダである。

抵抗Ｒ＋９とコンデンサＣとの接続点に、トランジスタ
Ｑ′のコレクタ（又は、トランジスタＱＩ３及び０■の
コレクタ）をもまた接続する。すなわち、利得制御に関
する処置、つまり、飽和現象に関する瞬時的処置及び／
又は電圧値ｖｌｌに関する遅延処置を組み合わせる。

第６図は、製造工程による変化を除去するため？一実施
例を示すものである。Ｉ？ＥＩＳとＶ−　ｒＱｆとを比
較する代わりに、Ｉ６を基準電流１ｒｌ！ｆ（最も近似
のよい剰算係数）と比較する。このことを理解するため
に、基準電流源１，■を、供給電圧と増幅器Ａ′，の反
転入カ端子との間に挿入し、ダイオード（コレクタとベ
ースとが短絡回路となっているｎｐｎ型トランジスタ）
を、増幅器Ａ′１の反転入力端子と同じ型のトランジス
タＴ，のエミッタとの間に挿入するようにして、トラン
ジスタＴ．を構成する。増幅器Ａ′＋の非反転入力端子
をトランジスタＴ，のベースに接続スる。

従って、増幅器＾１は比較器として動作し、１，＜ｒｉ
■，を測定する。ここで、ｒはトランジスタＴ１及びＴ
ｌ１のエミッタ面間の比率である。

ＲＥが動作を評価することに影響を及ぼさないという点
でさらに有利であり、電圧制御ループＶＢの安定性を最
大にするようにＲＥの値を選択しうる。この方法で比較
的簡単にｒとＬ＠ｆとがお互いにほとんど変化しないよ
うにすることができる一方、相互にＶ　′ｒｅｆ及びＲ
Ｅを決定するのはさらに困難である。

【図面の簡単な説明】

第１図は自動利得制御を駆動する従来技術による検出装
置を示す図、 第２図は、自動利得制御を駆動する本発明による検出装
置を示す図、 第３ａ図は、２つの出力トランジスタのいずれか一方の
ための飽和検出回路を具える本発明による一例を示す図
、 第３ｂ図は、第３ａ図と関連する自動利得制御回路を示
す図、 第４図は本発明による他の一例を示す図、第５図及び第
６図は、本発明による好適実施例を示す図である。 ＣＡＧ・・・制御回路 ３３ ３４ τ−１ Ｎ ａ１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、コレクタ−エミッタ通路を出力電流が流れるように
   している出力トランジスタの飽和状態を検出するための
   検出装置と、飽和状態の代表的パラメータが所定のしき
   い値を越える場合に切り替えるように構成したしきい値
   回路とを具える集積回路において、 この集積回路が、出力トランジスタ（Ｑ＿０）のベース
   電流の少なくとも一部を発生するように構成した制御ト
   ランジスタ（Ｑ）を具え、前記しきい値回路（Ａ、Ｖ’
   ｒｅｆ）を、前記制御トランジスタ（Ｑ）のコレクタ−
   エミッタ通路に流れる電流の値がある所定のレベルを越
   える場合に切り替えをするように構成したことを特徴と
   する集積回路。 ２、前記しきい値回路が、制御トランジスタ（Ｑ＿５）
   の前記コレクタ−エミッタ通路と供給電圧との間に直列
   に接続された第１ダイオード（Ｄ＿３）と、所定の大き
   さを有する第１電流源（Ｉ＿２）と前記供給電圧との間
   に直列に接続された第２ダイオード（Ｄ＿４）とを具え
   、かつ、前記第１ダイオード（Ｄ＿３）と前記制御トラ
   ンジスタ（Ｑ＿５）の前記コレクタ−エミッタ通路との
   接続点を、第１差動増幅器（Ａ＿１）の第１入力端子に
   接続するとともに、前記第２ダイオード（Ｄ＿４）と前
   記第１電流源（Ｉ＿２）との接続点を、前記第１差動増
   幅器の第２入力端子に接続し、この第１差動増幅器の出
   力が前記しきい値回路の出力を構成することを特徴とす
   る請求項１に記載の積分回路。 ３、前記しきい値回路は、第２ダイオード（Ｄ＿２）と
   第１抵抗（Ｒ＿２）とを有する第１直列ブランチを具え
   、この第１直列ブランチを、前記制御トランジスタ（Ｑ
   ＿２）の前記コレクタ−エミッタ通路と供給電圧との間
   に直列に接続し、また、前記しきい値回路は第１監視ト
   ランジスタ（Ｑ＿１＿１）をも具え、このトランジスタ
   （Ｑ＿１＿１）のベースを前記第１ブランチと前記制御
   トランジスタの前記コレクタ−エミッタ通路との間の接
   続点（Ｂ）に接続するとともに、前記第１監視トランジ
   スタの前記コレクタ−エミッタ通路を第２抵抗（Ｒ＿１
   ＿１）の第１端子に接続し、第２抵抗（Ｒ＿１＿１）の
   第２端子を供給電圧に接続するとともに、前記出力トラ
   ンジスタ（Ｑ＿１）のベースにもまた接続し、また、こ
   のしきい値回路において前記第１監視トランジスタ（Ｑ
   ＿１＿１）のベースを第２監視トランジスタ（Ｑ＿１＿
   ２）のベースに接続し、このトランジスタ（Ｑ＿１＿２
   ）のコレクタ−エミッタ通路を第３直流ダイオード（Ｄ
   ＿１＿２）の第１端子に接続し、このダイオード（Ｄ＿
   １＿２）の第２端子を供給電圧に接続するとともに、前
   記トランジスタ（Ｑ＿１＿２）のコレクタ−エミッタ通
   路を第４ダイオード（Ｄ＿５）の第１端子にもまた接続
   し、このダイオード（Ｄ＿５）の第２端子を第２供給電
   圧に接続し、また、前記しきい値回路は、第４直流ダイ
   オード（Ｄ＿６）の第１端子と直列に接続された所定の
   大きさを有する第２電流源（Ｉ＿４）を有し、前記直流
   ダイオード（Ｄ＿６）の第２端子を第２供給電圧に接続
   し、また、このしきい値回路では、前記第４ダイオード
   （Ｄ＿５）の前記第１端子を第２差動増幅器（Ａ＿２）
   の第１入力端子に接続するとともに、前記しきい値回路
   では、前記第５ダイオード（Ｄ＿６）の第１端子を前記
   第２差動増幅器（Ａ＿２）の第２入力端子に接続し、こ
   の増幅器（Ａ＿２）の出力がしきい値回路の出力を構成
   することを特徴とする請求項１に記載の集積回路。 ４、前記集積回路は第３監視トランジスタ（Ｑ＿２＿２
   ）を具え、このトランジスタ（Ｑ＿２＿２）のベースを
   前記制御トランジスタ（Ｑ＿２）のベースに接続すると
   ともに、トランジスタ（Ｑ＿２＿２）のコレクタ−エミ
   ッタ通路を第６直流ダイオード（Ｄ＿７）の第１端子に
   接続し、このダイオード（Ｄ＿７）の第２端子を前記第
   １供給電圧に接続し、前記トランジスタ（Ｑ＿２＿２）
   のコレクタ−エミッタ通路を前記出力トランジスタの前
   記ベースに接続し、また、前記集積回路は、第７ダイオ
   ード（Ｄ＿８）を有し、このダイオード（Ｄ＿８）の第
   １端子を所定の大きさを有する第３電流源（Ｉ＿５）に
   接続し、ダイオード（Ｄ＿８）の第２端子を、前記第１
   供給電圧に接続し、前記しきい値回路では前記第６ダイ
   オード（Ｄ＿７）の前記第１端子を、第３差動増幅器（
   Ａ＿３）の第１入力端子に接続し、また、前記第７ダイ
   オード（Ｄ＿８）の前記第１端子を、前記第３増幅器（
   Ａ＿３）の第２入力端子に接続し、この第３増幅器（Ａ
   ＿３）の出力が前記しきい値回路の出力を構成すること
   を特徴とする請求項１に記載の集積回路。 ５、前記しきい値回路の前記出力端子をスイッチ回路（
   Ｑ’、Ｑ＿１＿３、Ｑ＿１＿４、Ｑ＿１＿５）の入力端
   子に接続し、前記しきい値回路の前記出力電圧の関数で
   ある利得制御電圧によって蓄積コンデンサ（Ｃ）を充電
   又は放電させるように、前記スイッチ回路の出力端子を
   構成し、前記コンデンサ（Ｃ）が、前記出力トランジス
   タ（Ｑ＿０）を具える増幅回路中の利得制御回路（ＣＡ
   Ｇ）の利得制御入力端子に接続された１つの端子を有し
   ていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に
   記載の集積回路。 ６、前記集積回路は、前記増幅回路の前記供給電圧を第
   １基準値に調整するように構成した分路調整器とを具え
   、前記利得制御回路は、少なくとも分路調整器を流れる
   電流の関数として前記増幅回路の前記利得に影響を及ぼ
   すように配列し、 さらに、前記集積回路は電流が前記分路調 整器を流れる場合に、前記利得の増加に対応する第１方
   向に、第１変化則に従って前記蓄積コンデンサ（Ｃ）に
   よって蓄えられた前記電圧を変化させ、かつ、電流が前
   記分路調整器を流れない場合にはこの動作を阻止するた
   めの第１手段と、 前記増幅器の前記電源端子で得られる前記 供給電圧が、前記第１基準値よりも低い第２基準値以下
   に降下した場合、前記第１方向とは反対の第２方向に、
   前記第１法則よりも迅速な第２変化則に従い、前記蓄積
   された電圧を変化させるための第２手段とを具えている
   ことを特徴とする請求項５に記載の集積回路。 ７、前記第２基準値を、前記増幅器が適切に動作する最
   小供給電圧の付近に設定することを特徴とする請求項６
   に記載の集積回路。 ８、前記集積回路が抵抗を具え、この抵抗の第１端子を
   前記コンデンサ（Ｃ）の前記端子に接続するとともに、
   この抵抗の第２端子を前記利得制御入力端子（Ｇ）に接
   続し、かつ、前記スイッチ回路（Ｑ’）の前記出力端子
   を、前記コンデンサ（Ｃ）の前記端子に接続したことを
   特徴とする請求項６または７に記載の集積回路。 ９、前記第１手段が、分路調整器を流れる電流を、基準
   電流（Ｉｒｅｆ）と比較するための電流比較器（Ｔ＿１
   ＿１、Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ）を具えていることを特徴とする
   請求項６〜８のいずれか一項に記載の集積回路。