DE69015512T2

DE69015512T2 - Integrierte Schaltung mit einer Feststellung des Sättigungszustandes.

Info

Publication number: DE69015512T2
Application number: DE69015512T
Authority: DE
Inventors: Philippe Jouen
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-09-01
Filing date: 1990-08-28
Publication date: 1995-07-13
Anticipated expiration: 2010-08-29
Also published as: US5477185A; JPH0398306A; EP0415503A1; DE69015512D1; FR2651623A1; EP0415503B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Schaltung mit einem Mittel zum Detektieren des Sättigungszustands mindestens eines Endtransistors, durch dessen Kollektor-Emitter-Übergang ein Ausgangsstrom fließen soll und der eine Schwellenschaltung umfaßt, die so angeordnet ist, daß sie umschaltet, wenn ein für einen Sättigungszustand repräsentativer Parameter einen gegebenen Schwellenwert überschreitet.
Die Sättigung eines Transistors drückt sich durch eine Abnahme seiner Kollektor-Emitter-Spannung Vce aus, und es ist bekannt, eine Detektierung der Sättigung mittels einer Schwellenschaltung durchzuführen, die umschaltet, wenn die Spannung Vce unter einen gegebenen Schwellenwert sinkt. Eine solche Detektierung kann auch zur Steuerung einer Verstärkungsregelungsstufe verwendet werden, so daß die Verstärkung eines Verstärkers, dessen Endtransistor Gegenstand der Detektierung ist, verringert wird.
Ein Anwendungsgebiet eines solchen Systems zur Verstärkungsregelung in Abhängigkeit vom Sättigungszustand eines Endtransistors eines Verstärkers ist eine Mithöreinrichtung mit Verstärkung für einen Telefonhörer. In diesem Fall ist der vorgegebene Schwellenwert so zu wählen, daß im ungünstigsten Anwendungsfall (schwache äußere Last, hohe Temperatur) und unter Berücksichtigung der Toleranzen des Fertigungsverfahrens der integrierten Schaltung der Endtransistor nie gesättigt ist. Daher ergibt sich aus dieser Wahl, daß man das maximale Signal, das unter normalen Betriebsbedingungen erreicht werden kann, übermäßig begrenzt.
Die vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, eine bessere Detektierung des Sättigungszustand zu ermöglichen, indem ein bestimmter Vorgang, der den Übergang eines Transistors in den Sättigungszustand kennzeichnet, detektiert wird.
Die Anmelderin hat in der Tat festgestellt, daß bei Transistoren, die mit den üblichen Fertigungsverfahren für integrierte Schaltungen hergestellt wurden, der Sättigungsvorgang von einem starken Anstieg des zu liefernden Basisstroms begleitet wird, weil parasitäre Transistoren (des Typs pnp bei einem Verfahren mit p-Substrat) leitend werden. So kann zum Beispiel eine schwache Sättigung ausreichen, daß der Basisstrom mit einem Hundertstel bis Zehntel des Werts des Kollektorstroms fließt.
Die erfindungsgemäße integrierte Schaltung ist zu diesem Zweck dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Steuertransistor umfaßt, der so angeordnet ist, daß er zumindest einen Teil des Basisstroms des Endtransistors liefert, und daß die Schwellenschaltung so angeordnet ist, daß sie umschaltet, wenn der den Kollektor-Emitter- Übergang des Steuertransistors durchfließende Strom einen vorgegebenen Wert überschreitet.
Gemäß einer ersten Ausführungsform umfaßt die Schwellenschaltung eine erste Diode, die zwischen dem Kollektor-Emitter-Übergang des Steuertransistors und einer Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet ist, eine zweite Diode, die zwischen einer ersten Stromquelle mit vorgegebener Stromstärke und der Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt der ersten Diode und des Kollektor-Emitter-Übergangs des Steuertransistors mit einem ersten Eingang eines ersten Differentialverstärkers und der Verbindungspunkt der zweiten Diode und der ersten Stromquelle mit einem zweiten Eingang des ersten Differentialverstärkers verbunden sind.
Somit erhält man am Ausgang des ersten Differentialverstärkers ein Signal, das durch die Wahl der Stromstärke der ersten Stromquelle bei einem festen Stromniveau umschaltet.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform umfaßt die Schwellenschaltung eine erste Serienschaltung mit einer zweiten Diode und einem ersten Widerstand und ist zwischen dem Kollektor-Emitter-Übergang des Steuertransistors und der Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet, und einen ersten Steuertransistor, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten Serienschaltung und dem Kollektor-Emitter- Übergang des Steuertransistors verbunden ist, wobei der Kollektor-Emitter-Übergang des ersten Steuertransistors einerseits mit einem ersten Anschluß eines zweiten Widerstands, dessen zweiter Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit der Basis des Endtransistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des ersten Steuertransistors mit der Basis eines zweiten Steuertransistors verbunden ist, dessen Kollektor-Emitter-Übergang einerseits direkt mit einem ersten Anschluß einer dritten Diode, deren zweiter Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit einem ersten Anschluß einer vierten Diode verbunden ist, deren zweiter Anschluß mit einer zweiten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß sie eine zweite Stromquelle mit einer vorgegebenen Stromstärke umfaßt, die mit einem ersten Anschluß einer fünften Diode direkt in Reihe geschaltet ist, deren zweiter Anschluß mit der zweiten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß der erste Anschluß der vierten Diode mit einem ersten Eingang eines zweiten Differentialverstärkers verbunden und daß der erste Anschluß der fünften Diode mit einem zweiten Eingang eines zweiten Differentialverstärkers verbunden ist.
Gemäß einer dritten Ausführungsform umfaßt eine erfindungsgemäße Schaltung einen dritten Steuertransistor, dessen Basis mit der des Regeltransistors und der Kollektor-Emitter-Übergang einerseits direkt mit einem ersten Anschluß einer sechsten Diode, deren zweiter Anschluß mit einer ersten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit der Basis des Endtransistors verbunden ist, wobei sie eine siebte Diode umfaßt, deren ersten Anschluß mit einer dritten Stromquelle einer vorgegebenen Stromstärke und ein zweiter Anschluß mit einer ersten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, wobei der erste Anschluß der sechsten Diode mit einem ersten Eingang eines dritten Differentialverstärkers und der erste Anschluß der siebten Diode mit einem zweiten Eingang des dritten Differentialverstärkers verbunden ist.
Die obengenannten drei Ausführungsformen bieten wegen des Vorhandenseins von Dioden den Vorzug, daß derselbe Differentialverstärker zur gleichzeitigen Steuerung von Endtransistoren in Gegenphase verwendet werden kann.
Der Ausgang der Schwellenschaltung beispielsweise mindestens eines der Differentialverstärker kann auf an sich bekannte Weise mit dem Eingang einer Kommutierungsschaltung verbunden werden, deren Ausgang so angeordnet ist, daß er einen Speicherkondensator in Abhängigkeit von der Polarität der Spannung am Ausgang der Schwellenschaltung laden oder entladen kann, wobei der Kondensator einen mit einem Verstärkungsregelungseingang einer Verstärkungsregelungsschaltung einer Verstärkerschaltung mit dem Endtransistor verbundenen Anschluß hat.
Die Schaltung kann vorzugsweise folgendes umfassen:
- einen Nebenschlußregler, der so angeordnet ist, daß er die Versorgungsspannung der Verstärkerschaltung auf einen ersten Referenzwert regelt, wobei die Verstärkungsregelungsschaltung so angeordnet ist, daß sie mindestens in Abhängigkeit vom durch den Nebenschlußregler fließenden Strom auf die Verstärkung der Verstärkerschaltung einwirkt;
- ein erstes Mittel zum Verändern der vom Speicherkondensator gespeicherten Spannung nach einer ersten Änderungsregel in einer ersten Richtung entsprechend einer Erhöhung der Verstärkung, wenn durch den Nebenschlußregler ein Strom fließt, und zum Unterbrechen dieses Vorgangs, wenn dies nicht der Fall ist;
- und ein zweites Mittel zum schnelleren Verändern der gespeicherten Spannung als beim ersten Mittel nach einer zweiten Änderungsregel in einer zweiten, der ersten entgegengesetzten Richtung, wenn die an den Anschlußklemmen des Verstärkers anliegende Versorgungsspannung unter einen zweiten Referenzwert fallt, der niedriger als der erste Referenzwert ist.
Der zweite Referenzwert kann nahe der niedrigsten Versorgungsspannung, bei der der Verstärker noch einwandfrei funktioniert, liegen.
Das erste Mittel umfaßt vorzugsweise einen Stromvergleicher zum Vergleichen des durch den Nebenschlußregler fließenden Stroms mit einem Referenzstrom.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt die Schaltung einen Widerstand, dessen erster Anschluß mit dem Anschluß des Kondensators und dessen zweiter Anschluß mit dem Verstärkungsregelungseingang verbunden ist und der Ausgang der Kommutierungsschaltung mit dem Kondensatoranschluß verbunden ist.
Der Kondensator wird somit bei einem Abfall der Versorgungsspannung über einen Widerstand entladen, durch den eine Zeitkonstante eingestellt ist, die auf relativ langsame Änderungen der Versorgungsspannung abgestimmt ist, und im Fall der Sättigung ohne Zeitkonstante entladen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 eine Detektierschaltung nach dem Stand der Technik, verbunden mit einer automatischen Verstärkungsregelung,
Figur 2 eine erfindungsgemäße Detektierschaltung, verbunden mit einer automatischen Verstärkungsregelung,
Figur 3a eine Ausführungsform der Erfindung mit Detektierung der Sättigung für jeden der zwei Endtransistoren, und Figur 3b eine mit der Figur 3a verbundene automatische Verstärkungsregelungsschaltung,
Figur 4 eine weitere Ausführungsform der Erfindung, und
Figur 5 und 6 bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
Figur 1 zeigt einen Verstärker 1 mit einem npn-Endtransistor Q&sub0;, dessen Kollektor (Punkt S) eine Ausgangsspannung V&sub0; liefert und dessen Emitter mit der gemeinsamen Masse (Erde) verbunden ist. Die Spannung am Punkt S wird mit einer Referenzspannung Vref verglichen. Hierzu wird der Punkt S mit dem invertierenden Eingang eines Differentialverstärkers A verbunden, an dessen nicht invertierenden Eingang das Potential Vref angelegt wird. Wenn V&sub0; unter Vref fällt, geht der Ausgang des Verstärkers A auf hohen Pegel. Dieser Ausgang ist mit der Basis eines npn- Transistors Q' verbunden, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Kollektor mit einer Stromquelle I sowie mit einem ersten Anschluß eines Speicherkondensators C verbunden ist, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Ist der Ausgang des Verstärkers A auf High, so ist der Transistor Q' leitend, und der Kondensator C enflädt sich. Der erste Anschluß des Kondensators C speist den Verstärkungsregelungseingang einer Verstärkungsregelungsschaltung des Verstärkers A. Die vollstandige oder teilweise Enfladung des Kondensators C führt zu einer Verringerung der Verstärkung des Verstärkers 1, wodurch der Transistor Q&sub0; deaktiviert wird.
Eine solche Anordnung ist beispielsweise in der Schaltung TEA 1064 von Philip realisiert, die zur Mithörverstärkung bei Telefonen verwendet wird. Damit läßt sich die durch die Sättigung des oder der Endtransistoren hervorgerufene Spannungsbegrenzung beseitigen. Eine solche Begrenzung ist in der Tat so beschaffen, daß sie eine stärkere Verzerrung des Ausgangssignals verursacht, und diese Verzerrung nimmt sehr rasch mit dem Pegel des Eingangssignals zu.
Im Betrieb ist bei den Signalspitzen V&sub0; leicht unter Vref, und der Transistor Q' entlädt nun kurzzeitig den Kondensator C mit einem weit stärkeren Strom als I. Im Gleichgewichtszustand mit erhöhtem Signalpegel leitet der Transistor Q' für einen Periodenbruchteil gerade so viel, daß die vom Strom I erzeugte Ladung abgeleitet wird. Im Fall von Signalen, bei denen die Sprache oder die Pegel sich häufig ändern, ist es wünschenswert, eine geringere Verstärkung mit einer sehr kurzen Zeitkonstante (z.B. von einigen Millisekunden) zu erreichen. Will man jedoch den Höreindruck des Pumpens vermeiden, hat die Entladung des Kondensators vorzugsweise eine erheblich größere Zeitkonstante (z.B. 100 bis 200 ms).
Die Wahl des Werts von Vref hängt daher von mehreren Parametern ab. In der Praxis muß man für Vref einen ausreichend hohen Wert wählen, damit unter Berücksichtigung des ungünstigsten Betriebsfalls (geringe Impedanz der Last, hohe Temperatur) und von Schwankungen des Fertigungsverfahrens nie eine Sättigung erreicht wird. Dies führt zur Wahl eines Werts von Vref, der das unter normalen Betriebsbedingungen erreichbare maximale Signal begrenzt.
Figur 2 entspricht einer erfindungsgemäßen Detektierung, nach der der Beginn des Sättigungszustands direkt detektiert wird, das heißt, daß der gewählte Schwellenwert der maximal zulässigen Sättigung entspricht, aber nicht mehr verschiedene Betriebsfälle oder Schwankungen des Fertigungsverfahrens berücksichtigen kann. Daher sorgt man für eine schwache maximale Verzerrung und läßt gleichzeitig zu, daß V&sub0; den maximalen Wert des Signals, der dieser Verzerrung entspricht, erreicht. Dem Transistor Q&sub0; ist ein Steuertransistor Q zugeordnet, der zumindest einen Teil des Basisstroms des Transistors Q&sub0; liefert. Der Transistor Q ist als der einer Darlington- Stufe vorgeschaltete Transistor dargestellt, wobei die Basis des Transistors Q vom Eingangssignal gespeist wird und sein Kollektor eine IM-Schaltung darstellt, die am Ausgang ein Meßsignal M für den durch den Hauptübergang (Kollektor-Emitter) des Transistors Q&sub0; fließenden Strom erzeugen kann. Die automatische Verstärkungsregelschleife ist praktischerweise identisch mit der der Figur 1, wobei das Signal M am invertierenden Eingang des Verstärkers, an dessen nicht invertierenden Eingang eine Referenzspannung V'ref angelegt wird, eingespeist wird. Wenn der Transistor Q&sub0; sich zu sättigen beginnt, beginnt ein parasitärer Transistor, dessen Vorhandensein von den Eigenschaften der üblichen Herstellungsverfahren von bipolaren Transistoren herrührt, zu leiten, wodurch der Basisstrom des Transistors Q&sub0; und damit auch des Kollektor- Emitter-Stroms des Steuertransistors Q sehr schnell ansteigt. Man erhält eine äußerst empfindliche Schwellenwirkung, denn der Wert des Basisstroms des Transistors Q&sub0; kann mit dem Faktor 10 multipliziert werden (wodurch beispielsweise ein Hundertstel bis ein Zehntel des Werts des Kollektorstroms fließt).
Figur 3a zeigt eine Ausführungsform, die einem im Artikel von Johan H. HUIJSING und Daniel LINEBARGER, veröffentlicht in IEEE Solid-State Circuits, Band SC 20, 6. Dezember 1985, Seite 1145 (Figur 3), beschriebenen Verstärker entspricht. Dieser Verstärker umfaßt Darlington-Endtransistoren in Gegentaktanordnung (Q&sub1;, Q&sub2;) einerseits und (Q&sub5;, Q&sub4; und Q&sub3;) andererseits.
Figur 3a zeigt nur die Endtransistoren ohne Polarisationssteuerschaltung der Klasse AB.
Die beiden Endtransistoren sind die Transistoren Q&sub3; (pnp) und Q&sub1; (npn), die im Gegentakt zwischen einer Versorgungsspannungsquelle Vcc und Masse oder einer anderen Versorgungsspannungsquelle angeordnet sind. Der Ausgang S des Verstärkers ist der Verbindungspunkt der Kollektoren der Transistoren Q&sub3; und Q&sub1;. Der Transistor Q&sub1; bildet zusammen mit dem Transistor Q&sub2; (npn) eine Darlington-Schaltung. Der Transistor Q&sub3; bildet zusammen mit den hintereinandergeschalteten Transistoren Q&sub5; (npn) und Q&sub4; (pnp) eine Darlington-Schaltung. Der Emitter des Transistors Q&sub5; ist mit der Basis des Transistors Q&sub4; und einer Stromquelle I&sub1; verbunden. Der Emitter des Transistors Q&sub4; ist mit der Basis des Transistors Q&sub3; verbunden, und sein Kollektor ist einerseits direkt mit der Anode einer Diode D&sub1;&sub0;, deren Kathode an Masse liegt, und andererseits mit der Basis eines Transistors Q&sub1;&sub0; (npn) verbunden, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Q&sub3; verbunden ist. Der Transistor Q&sub1;&sub0; spiegelt somit den Strom durch die Diode D&sub1;&sub0;, und der Emitterstrom des Transistors Q&sub1;&sub0; ist gleich dem durch die Diode D&sub1;&sub0; fließenden Strom.
Das erfindungsgemäße Schaltbild unterscheidet sich von dem der oben zitierten Veröffentlichung insofern, als der Kollektor des Transistors Q&sub5; und/oder des Transistors Q&sub1;&sub1; nicht direkt an die Versorgungsspannungsquelle Vcc angeschlossen ist.
Tatsächlich ist der Kollektor des Transistors Q&sub5; (Punkt A) direkt mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc über eine Diode D&sub3; verbunden, und der Kollektor des Transistors Q&sub2; (Punkt B) ist direkt mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc über eine Diode D&sub2; verbunden, die mit einem Widerstand R&sub2; in Reihe geschaltet ist.
Außerdem ist der Punkt B mit der Basis eines Transistors Q&sub1;&sub1; (pnp) verbunden, dessen Emitter mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc über einen Widerstand R&sub1;&sub1; verbunden ist und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Q&sub1; verbunden ist.
Figur 3b zeigt eine Verstärkungsregelungsanordnung, an die die Schaltung der Figur 3a angeschlossen sein kann, deren Punkte A und B eine Spannung mit einem für einen Sättigungszustand der Transistoren Q&sub3; bzw. Q&sub1; typischen Wert haben. Wenn der Transistor Q&sub3; sich zu sättigen beginnt, steigt sein Basisstrom und damit der Emitterstrom des Transistors Q&sub4; und damit sein Basisstrom an, und daher neigt er dazu, den Strom im Transistor Q&sub5; zu verringern; dieser Fall tritt ein, wenn der Basisstrom des Transistors Q&sub4; gleich I&sub1; wird und daher das Potential im Punkt A erheblich höher wird, weil weniger Strom durch die Diode D&sub3; fließt. Wenn der Transistor Q&sub1; sich zu sättigen beginnt, steigt sein Basisstrom und damit der Kollektorstrom des Transistors Q&sub2; sowie der Strom über die Diode D&sub2;, der Kollektorstrom des Transistors Q&sub1;&sub1; und der Spannungsabfall über die Widerstände R&sub2; und R&sub1;&sub1; an.
In Figur 3b ist der nicht invertierende Eingang eines Differentialverstärkers A&sub1; mit dem Punkt A und sein invertierender Eingang mit dem Mittelpunkt einer Serienschaltung verbunden, die eine Diode D&sub4; umfaßt, deren Anode mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc und deren Kathode mit einer Stromquelle I&sub2; verbunden sind. Der Ausgang des Verstärkers A&sub1; ist mit der Basis eines Transistors Q&sub1;&sub3; (npn) verbunden, dessen Kollektor mit dem nicht an Masse liegenden Anschluß des Kondensators C verbunden ist und dessen Emitter an Masse liegt. Wenn sich der Transistor Q&sub3; sättigt, steigt das Potential des Punkts A an, und wenn es den durch den Strom I&sub2; festgelegten Wert überschreitet, d.h. wenn der durch den Transistor Q&sub4; fließende Strom den Wert des Stroms I&sub2; unterschreitet, wird der Transistor Q&sub1;&sub3; leitend und entlädt den Kondensator C so, daß dies zu einer Abnahme der Verstärkung durch die Verstärkungsregelungsschaltung CAG führt. Man wählt I&sub2; als einen Bruchteil I&sub1;/n des Stroms I&sub1;. Der invertierende Eingang eines Differentialverstärkers A&sub2; ist mit dem Mittelpunkt einer Serienschaltung verbunden, die eine Stromquelle I&sub4; mit vorgegebener Stromstärke umfaßt, die mit der Anode einer Diode D&sub6; verbunden ist, deren Kathode an Masse liegt. Der Punkt B ist mit der Basis eines Transistors Q&sub1;&sub2; (pnp) verbunden, dessen Emitter mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc über eine Diode D&sub1;&sub2; direktverbunden ist und dessen Kollektor über eine Diode D&sub5; direkt an Masse liegt. Der Kollektor ist ebenfalls mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub2; verbunden. Wenn sich der Transistor Q&sub1; sättigt, läßt der Kollektor des Transistors Q&sub2; seinen Kollektorstrom und damit den Strom über die Diode D&sub2; und den Widerstand R&sub2; ansteigen, wodurch die Spannung im Punkt B abfällt. Wenn der Spannungsabfall im Widerstand R&sub2; die Basis-Emitter-Spannung Vbe eines Transistors (= eine Spannung Vs einer Diode, d.h. ca. 0,7 V) erreicht, wird dieser Transistor Q&sub1;&sub2; leitend. Dieser Strom wird mit dem Strom I&sub4; verglichen, und der Transistor Q&sub1;&sub4; wird leitend, um den Kondensator C zu entladen, sobald der Kollektorstrom des Transistors Q&sub1;&sub2; den Strom I&sub4; überschreitet.
In Figur 4 sind die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; abgebildet. Der Kollektor des Transistors Q&sub2; ist nun direkt mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc verbunden. Die Basis und der Emitter eines Transistors Q&sub2;&sub2;, dessen Emitter vorzugsweise eine Größe hat, die einen Bruchteil der Größe des Transistors Q&sub2; beträgt, sind mit der Basis und dem Emitter des Transistors Q&sub2; verbunden, und sein Kollektor (Punkt B') ist direkt mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc über eine Diode D&sub7; verbunden. Der Punkt B' ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Differentialverstärkers A&sub3; verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Verbindungspunkt einer Serienschaltung mit einer Diode D&sub8;, deren Anode mit der Spannungsquelle Vcc verbunden ist, und einer Stromquelle I&sub5; mit vorgegebener Stromstärke verbunden ist. Wenn der Transistor Q&sub1; dazu neigt, sich zu sättigen, neigt der durch Q&sub2; fließende Strom - und somit auch der durch den Transistor Q&sub2;&sub2; fließende Strom - dazu, anzusteigen. Wenn der Kollektorstrom des Transistors Q&sub2;&sub2; größer wird als I&sub5;, wird der Transistor Q&sub1;&sub5; leitend und entlädt den Kondensator C, was dank der Schaltung CAG zu einer Abnahme der Verstärkung führt.
Die Verwendung als automatische Verstärkungsregelung kann in Verbindung mit anderen Verstärkungsregelgliedern, beispielsweise den in der von der Anmelderin am 4. April 1989 eingereichten französischen Patentanmeldung 89 04407 beschriebenen, realisiert werden. Die Stromquelle I kann schaltbar sein und das Laden des Kondensators C erst dann einleiten, wenn die Versorgungsspannung Vcc ein erstes ausreichendes Niveau erreicht hat. Eine Schaltung kann ebenfalls den Kondensator C über einen Widerstand entladen, wenn das Niveau der Versorgungsspannung Vcc ein zweites Niveau, das niedriger als das erste ist, unterschritten hat. Mit dieser letzteren Methode kann die Versorgungsspannung auf dem niedrigsten Niveau gehalten werden, wobei aber Verzerrungen in der Größenordnung einer Millisekunde bestehen bleiben. Fügt man eine Verzerrungsunterdrückung wie die oben beschriebene hinzu, führt dies dazu, daß dieser Störeffekt praktisch aufgehoben wird.
In Figur 5 umfaßt eine Verstärkungsregelungsschaltung drei in Reihe geschaltete Widerstände R'&sub1;, R"&sub1; und R&sub1;&sub2;, die zwischen den Anschlüssen mit einem Kondensator C&sub0; parallelgeschaltet sind. Der nicht invertierende Eingang eines Verstärkers A'&sub0; ist mit dem Verbindungspunkt zu den Widerständen R'&sub1; und R&sub1;&sub2; verbunden, und der invertierende Eingang eines Verstärkers A'&sub2; ist mit dem Verbindungspunkt zu den Widerständen R'&sub1; und R"&sub1; verbunden. Die Schaltung enthält auch einen Transistor T&sub1; mit einem Emitterwiderstand RE, wobei der Emitter von T&sub1; mit dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers A'&sub1; verbunden ist, einen Verstärker A'&sub1;, dessen Ausgang das Einschalten einer Stromquelle I am Punkt G mittels eines Ausschalters steuert. Der Verstärker A'&sub0; und der Transistor T&sub1; bilden einen an sich bekannten Nebenschlußregler. Der Emitter des Transistors T&sub1; ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers A'&sub1; verbunden. Außerdem sind das Speichern und die Anwendung der Verstärkungsregelungsspannung auffolgende Weise ausgeführt. Eine aus einem Widerstand R1g und einem Speicherkondensator C gebildete Serienschaltung ist zwischen Masse und den Verstärkungsregelungseingang eines Verstärkers geschaltet. Der Ausschalter 20, beispielsweise ein im Schaltbetrieb arbeitender Transistor, hat die Aufgabe, seine Stromquelle I mit der Serlenschaltung (Punkt G) einzuschalten, wenn der Nebenschlußregler den Strom ableitet (Transistor T&sub1; nicht gesperrt), wodurch der Kondensator C vorübergehend geladen werden kann, um die maximale Verstärkung zu erreichen. Zum Entladen des Kondensators C (und Verringern der Verstärkung durch einen Abfall der Spannung im Punkt G) wird eine Schwellenwertanordnung verwendet, die eine zweite Spannungsschwelle unterhalb der Schwelle des Nebenschlußreglers unterscheidet. Der nicht invertierende Eingang eines Verstärkers A'&sub2; wird auf das Potential VREF gebracht, und sein invertierender Eingang wird mit dem Verbindungspunkt zu den Widerständen R'&sub1; und R"&sub1; verbunden.
Der Ausgang des Verstärkers A'&sub2; wird mit der Basis eines Transistors T&sub4; verbunden, dessen Kollektor-Emitter-Übergang zwischen dem Punkt G und Masse angeordnet ist. Ein Widerstand R2g kann zwischen dem Kollektor des Transistors T&sub4; und dem Punkt G angeordnet werden, dessen Wert so gewählt wird, daß sichergestellt ist, daß der Transistor T&sub4; sich im Sättigungszustand befindet, wenn er auf Öffnen gesteuert wird.
Der erste Wert der Schwellenspannung V&sub0;, der den Betrieb des Nebenschlußreglers steuert, wird:
Der zweite Wert der Schwellenspannung V&sub1;, der das Entladen des Speicherkondensators C steuert, wird:
Nun erhält man folgenden Betrieb. Wenn VB> V&sub0;, leitet der Transistor T&sub1; einen Nebenschlußstrom Is ab. Bei REIs > V'REF ist der Ausgang des Verstärkers A'&sub1; auf dem maximalen Pegel, wodurch das Schließen des Ausschalters 20 gesteuert wird. Die Stromquelle I lädt den Kondensator C. Wenn der Kondensator C vollständig geladen ist, ist die Verstärkung des Verstärkers am größten. Wenn VB zwischen V&sub1; und V&sub0; liegt, leitet der Nebenschlußregler keinen Strom mehr ab, und der Ausschalter 20 wird geöffnet. Der Kondensator C behält seinen gespeicherten Wert. Der Kondensator C&sub0; ist imstande, kurz zu kompensieren. Wenn der Wert von VB weiterhin abfällt und den zweiten Schwellenwert V&sub1; überschreitet, geht der Transistor T&sub4; in den offenen Zustand über, und der Kondensator C entlädt sich über den Widerstand R1g (und gegebenenfalls R2g). Der Spannungsabfall über R1g verändert die Spannung im Punkt G und sofort die Verstärkung. Die Entladungszeitkonstante ist sehr kurz, so daß die Verstärkung praktisch umgehend verringert werden kann. Der Transistor T&sub4; muß daher so vorgesehen werden, daß er einen solchen Strom durchläßt. Die Leistungsaufnahme (beispielsweise die eines Lautsprechers zum verstärkten Mithören) wird somit so reduziert, daß VB nicht mehr abnimmt und daß C nicht zu stark entladen wird. Der Wert von R1g (und gegebenenfalls von R2g) wird vorzugsweise so eingestellt, daß die Spannung an den Anschlüssen von C den neuen, zu speichernden Wert mit nur einer Überschreitung geringer Amplitude, die daher relativ kurz ist (in der Praxis etwa 10 ms), wieder annimmt. Dagegen kann der Kondensator C, der ganz oder teilweise entladen ist, erst wieder geladen werden, wenn VB wieder den Schwellenwert V&sub0; erreicht hat und der Nebenschlußregler einen bedeutenden Strom Is ableitet. Der Kondensator C lädt sich nun langsam durch die Stromquelle I wieder auf, und die Verstärkung beginnt wieder zuzunehmen. Dieses Wiederaufladen erfolgt langsamer als das Entladen und kann unterbrochen werden, sobald der nebengeschlossene Strom Is zu schwach ist. Daher ist die Stabilität des Systems sehr gut. Außerdem kann sich der Kondensator C erst aufladen, wenn ein Maximalstrom zur Verfügung steht. Die Verstärkungskurve in Abhängigkeit von der Spannung im Punkt G hat eine ansteigende Form.
Weil die Entladung von C rasch erfolgt, kann man für V&sub1; einen Wert nahe dem niedrigsten Wert der Versorgungsspannung wählen, bei dem der Verstärker A einwandfrei funktioniert (geringe Verzerrung). Dies bietet auch den Vorteil, daß die heftigen Verstärkungsabfälle bei sehr hohen Sprach spitzen stattfinden und nicht hörbar sind. In der Tat erzeugt ein heftiger Verstärkungsabfall eine starke Verzerrung, aber das Ohr nimmt diese Art von Verzerrung nur bei einer schnellen Impulsfolge wahr.
Die Verwendung eines Kondensators mit hohem Wert ist nicht erforderlich.
Man kann für C einen Wert von 0,5 uF und eine Stromquelle von 1 uA wählen. Bei einem eventuellen Vorhandensein des Widerstands R2g kann man erforderlichenfalls den Entladungsstrom über den Transistor T&sub4; begrenzen und gegebenenfalls eine zu starke Entladung des Kondensators C vermeiden, die bei jedem Auftreten eines Störeffekts zu einem Übergang bei minimaler Verstärkung führen würde. Allerdings braucht der Kondensator C&sub0; eine gewisse Zeit zum Wiederaufladen, was dazu führt, daß die Spannung VB eine gewisse Zeit braucht, um wieder die Schwellenwerte V&sub1; und V&sub0; zu erreichen.
Als Beispiel kann R1g = 3,6 kΩ und R2g = 0 Ω sein. In der Praxis kann die Differenz zwischen V&sub0; und V&sub1; in der Größenordnung von einigen Hundert mV bei einer Spannung V&sub0; von 3,5 V liegen.
Am Verbindungspunkt zum Widerstand R1g und zum Kondensator ist auch der Kollektor des Transistors Q' (oder der Transistoren Q&sub1;&sub3; und Q&sub1;&sub4;) angeschlossen; das heißt, daß die Wirkungen auf die Verstärkungsregelung kumuliert werden, nämlich eine momentane Wirkung auf die Sättigungsvorgänge und/oder eine vorübergehende Wirkung auf den Wert der Spannung VB.
Figur 6 entspricht einer Ausführungsform, gemäß der man von Schwankungen aufgrund des Herstellverfahrens unabhängig wird. Anstelle REIs und V"REF zu vergleichen, wird Is mit einem Referenzstrom IREF (mit einem ähnlichen Multiplikationskoeffizienten) verglichen. Hierzu wird eine Referenzstromquelle IREF zwischen die Versorgungsspannungsquelle und den invertierenden Eingang des Verstärkers A'&sub1; geschaltet, und ein mit Diode versehener Transistor T&sub1;&sub1; (npn-Transistor mit Kollektor und Basis kurzgeschlossen) wird zwischen dem invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub1; und dem Emitter des Transistors T&sub1; desselben Typs eingebaut. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers A'&sub1; wird mit der Basis des Transistors T&sub1; verbunden.
Der Verstärker A&sub1; arbeitet nun als Vergleicher und mißt Is < r IREF,
wobei r das Verhältnis zwischen den Emitterflächen der Transistoren T&sub1; und T&sub1;&sub1; ist.
Ein weiterer Vorteil ist, daß der Wert von RE so gewählt werden kann, daß die Stabilität der Regelschleife für die Spannung VB optimiert wird, da er die Messung nicht beeinflußt. Außerdem ist relativ einfach zu erreichen, daß r und IREF sich im Verhältnis zueinander nur wenig verändern, während es schwieriger ist, V'REF und RE zueinander in Korrelation zu setzen.

Claims

1. Integrierte Schaltung mit einer Vorrichtung zum Detektieren des Sättigungszustandes eines Endtransistors, durch dessen Kollektor-Emitter-Übergang ein Ausgangsstrom fließen soll und der eine Schwellenschaltung umfaßt, die so angeordnet ist, daß sie umschaltet, wenn ein für einen Sättigungszustand repräsentativer Parameter einen gegebenen Schwellenwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Steuertransistor (Q) umfaßt, der so angeordnet ist, daß er mindestens einen Teil des Basisstroms des Endtransistors (Q&sub0;) liefert, und daß die Schwellenschaltung (A, V'ref) so angeordnet ist, daß sie umschaltet, wenn der Wert des durch den Kollektor-Emitter- Übergangs des Steuertransistors (Q) fließenden Stroms ein bestimmtes Niveau überschreitet.

2. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung eine erste Diode (D&sub3;), die zwischen dem Kollektor-Emitter- Übergang des Steuertransistors (Q&sub5;) und einer Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet ist, eine zweite Diode (D&sub4;), die zwischen einer ersten Stromquelle (I&sub2;) mit vorgegebener Stromstärke und der Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt der ersten Diode (D&sub3;) und des Kollektor-Emitter-Übergangs des Steuertransistors (Q&sub5;) mit einem ersten Eingang eines ersten Differentialverstärkers (A&sub1;) und der Verbindungspunkt der zweiten Diode (D&sub4;) und der ersten Stromquelle (I&sub2;) mit einem zweiten Eingang des ersten Differentialverstärkers verbunden sind, dessen Ausgang den Ausgang der Schwellenschaltung bildet, umfaßt.

3. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung eine erste Serienschaltung mit einer zweiten Diode (D&sub2;) und einem ersten Widerstand (R&sub2;), die zwischen dem Kollektor-Emitter-Übergang des Steuertransistors (Q&sub2;) und der Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschaltet ist, und einen ersten Steuertransistor (Q&sub1;&sub1;) umfaßt, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt (B) zwischen der ersten Serienschaltung und dem Kollektor-Emitter-Übergang des Steuertransistors verbunden ist, wobei der Kollektor-Emitter-Übergang des ersten Steuertransistors einerseits mit einem ersten Anschluß eines zweiten Widerstands (R&sub1;&sub1;), dessen zweiter Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit der Basis des Endtransistors (Q&sub1;&sub1;) verbunden ist, daß die Basis des ersten Steuertransistors (Q&sub1;&sub1;) mit der Basis eines zweiten Steuertransistors (Q&sub1;&sub2;) verbunden ist, dessen Kollektor-Emitter-Übergang einerseits direkt mit einem ersten Anschluß einer dritten Diode (D&sub1;&sub2;), deren zweiter Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit einem ersten Anschluß einer vierten Diode (D&sub5;) verbunden ist, deren zweiter Anschluß mit einer zweiten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß sie eine zweite Stromquelle (I&sub4;) mit einer vorgegebenen Stromstärke umfaßt, die mit einem ersten Anschluß einer fünften Diode (D&sub6;) direkt in Reihe geschaltet ist, deren zweiter Anschluß mit der zweiten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß der erste Anschluß der vierten Diode (D&sub5;) mit einem ersten Eingang eines zweiten Differentialverstärkers (A&sub2;) verbunden ist und daß der erste Anschluß der fünften Diode (D&sub6;) mit einem zweiten Eingang eines zweiten Differentialverstärkers (A&sub2;) verbunden ist, dessen Ausgang den Ausgang der Schwellenschaltung bildet.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen dritten Steuertransistor (Q&sub2;&sub2;) umfaßt, dessen Basis mit der des Steuertransistors (Q&sub2;) verbunden ist und der Kollektor-Emitter-Übergang einerseits direkt mit einem ersten Anschluß einer sechsten Diode (D&sub7;), deren zweiter Anschluß mit einer ersten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und andererseits mit der Basis des Endtransistors verbunden ist, daß sie eine siebte Diode (D&sub8;) umfaßt, deren erster Anschluß mit einer dritten Stromquelle (I&sub5;) einer vorgegebenen Stromstärke und deren zweiter Anschluß mit der ersten Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß der erste Anschluß der sechsten Diode (D&sub7;) mit einem ersten Eingang eines dritten Differentialverstärkers (A&sub3;) verbunden ist und daß der erste Anschluß der siebten Diode (D&sub8;) mit einem zweiten Eingang des dritten Differentialverstärkers (A&sub3;) verbunden ist, dessen Ausgang den Ausgang der Schwellenschaltung bildet.

5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Schwellenschaltung mit dem Eingang einer Kommutierungsschaltung (Q', Q&sub1;&sub3;, Q&sub1;&sub4;, Q&sub1;&sub5;) verbunden ist, deren Ausgang so angeordnet ist, daß er einen Speicherkondensator (C) für eine Verstärkungsregelungsspannung in Abhängigkeit von der Spannung am Ausgang der Schwellenschaltung laden oder entladen kann, wobei der Kondensator (C) einen mit einem Verstärkungsregelungseingang einer Verstärkungsregelungsschaltung (CAG) einer Verstärkerschaltung, die den Endtransistor (Q&sub0;) umfaßt, verbundenen Anschluß hat.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie folgendes umfaßt:

- einen Nebenschlußregler, der so angeordnet ist, daß er die Versorgungsspannung der Verstärkerschaltung auf einen ersten Referenzwert regelt, wobei die Verstärkungsregelungsschaltung so angeordnet ist, daß sie mindestens in Abhängigkeit vom durch den Nebenschlußregler fließenden Strom auf die Verstärkung der Verstärkerschaltung einwirkt;

- ein erstes Mittel zum Verändern der vom Speicherkondensator (C) gespeicherten Spannung nach einer ersten Änderungsregel in einer ersten Richtung entsprechend einer Erhöhung der Verstärkung, wenn durch den Nebenschlußregler ein Strom fließt, und zum Unterbrechen dieses Vorgangs, wenn dies nicht der Fall ist;

- und ein zweites Mittel zum schnelleren Verändern der gespeicherten Spannung als beim ersten Mittel nach einer zweiten Änderungsregel in einer zweiten, der ersten entgegengesetzten Richtung, wenn die an den Anschlußklemmen des Verstärkers anliegende Versorgungsspannung unter einen zweiten Referenzwert fäiÜ, der niedriger als der erste Referenzwert ist.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Referenzwert nahe der niedrigsten Versorgungsspannung, bei der der Verstärker noch einwandfrei funktioniert, liegt.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Widerstand umfaßt, dessen erster Anschluß mit dem Anschluß des Kondensators (C) und dessen zweiter Anschluß mit dem Verstärkungsregelungseingang (G) verbunden ist, und daß der Ausgang der Kommutierungsschaltung (Q') mit dem 30 Anschluß des Kondensators (C) verbunden ist.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel einen Stromvergleicher (T&sub1;&sub1;, T&sub1;, RE zum Vergleichen des durch den Nebenschlußregler fließenden Stroms mit einem Referenzstrom (IREF) umfaßt.