JPH0380468A - 磁気記録装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段 Ｆ　作用 Ｇ　実施例（第１図〜第６図） Ｈ発明の効果 八　産業上の利用分野 この発明はＶＴＲに関する。

Ｂ　発明の概要 この発明は、磁気記録装置において、ＰＣＭオーディオ
信号をＱＰＳＫ信号に変換して記録するにあたり、Ｉ、
Ｑチャンネルの信号に基づいてＱＰＳＫ信号の位相歪み
が最小となるようにそのＱＰＳＫ信号の位相を補正する
ことにより、再生時のエラーレイトを改善するようにし
たものである。

Ｃ従来の技術 オーディオ信号をデジタル記録及び再生するようにした
ＶＴＲが考えられている。

第６図はそのようなＶＴＲの記録系、第７図はその再生
系の一例を示す。

そして、記録時には、例えばＮＴＳＣ方式のカラーコン
ポジットビデオ信号が、端子（１１）を通じてＹ／Ｃ分
離回路（１２）に供給されて輝度信号ｓｙと搬送色信号
Ｓｃとが分離され、その信号ｓｙがＦＭ変調回路（１３
）に供給されて第８図に示すように、ＦＭ信号Ｓｆに変
換され、このＦＭ輝度信号Ｓｆが加算回路（１４）に供
給される。

また、分離回路（１２〉からの信号Ｓｃが周波数コンバ
ータ（１５）に供給され、第８図に示すように信号Ｓｆ
よりも低域側で、かつ、奇数フィールド期間と偶数フィ
ールド期間とで互いにインターリーブするように位相が
制御された搬送色信号Ｓｃに周波数変換され、この信号
Ｓｃが加算回路（１４〉に供給される。

したがって、加算回路（１６）からは、信号ＳｆとＳＣ
との加算信号Ｓｓが取り出されるが、この信号Ｓｓが、
記録アンプ（１７）及びスイッチ回路（１８）を通じて
回転磁気ヘッド（ＬＡ）、　　（ＩＢ）に１フイ一ルド
期間ごとに交互に供給される。

この場合、ヘッド（ＩＡ）、　　（１Ｂ）は互いに異な
るスリット角（いわゆるアジマス角）、例えば±１０゛
のスリット角を有するとともに、例えば第９図に示すよ
うに、互いに１８０゛の角間隔を有し、信号Ｓｙに同期
してフレーム周波数で回転させられている。そして、こ
のヘッド（ＬＡ）、　　（１Ｂ）の回転周面に対して磁
気テープ（５）が１８０゛強の角範囲にわたって斜めに
巡らされるとともに、所定の速度で走行させられている
。

さらに、ステレオの左及び右チャンネルのオーディオ信
号が、端子（２１Ｌ）、　（２１Ｒ）　を通じてＡ／Ｄ
コンバータ（２２）に供給されて例えばサンプリング周
波数が４８ｋＨｚで１サンプルが１６ビツトのＰＣＭ信
号Ｓｐに直線量子化され、このＰＣＭオーディオ信号Ｓ
ｐが、エンコーダ（２３）に供給されてエラー訂正のた
めのエンコード処理が行われるとともに、各フィールド
期間の開始部分に若干の無信号区間を生じるように時間
軸圧縮された信号Ｓｅが取り出される。なお、このとき
の信号Ｓｅのビットレイトは、 １６　Ｘ４８　Ｘｌ０３Ｘ　２チャンネル＋冗長ビット
’ｑ２Ｍｂｐｓである。

そして、この信号ＳｅがＱＰＳＫ変調回路（２４）に供
給されてキャリア周波数が信号Ｓｃ、Ｓｆの中間の周波
数、例えば２．５Ｍ　ＨｚのＱＰＳＫ信号Ｓｑとされ、
この信号Ｓｑが、記録アンプ（２７）及びスイッチ回路
（２８）を通じて回転磁気ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）
にｌフィールド期間ごとに交互に供給される。

この場合、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　　は第９図に
示すように、互いに１８０°の角間隔を有するとともに
、ヘッド（ＬＡ）、　（１Ｂ）　　と一体に回転させら
れる。また、このとき、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　
　は、ヘッド（ＬＡ）、　（１Ｂ）にそれぞれ先行する
ように、かつ、ヘッド（２Ａ）。

（２Ｂ）の各走査軌跡と、ヘッド（ＬＡ）、　（ＩＢ）
　　の各走査軌跡とが一致するように段差が与えられる
とともに、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　　のスリット
角はヘッド（ＬＡ）。

（１Ｂ）とは逆方向、例えば：ｉ：２０°とされる。さ
らに、ヘッド（ＩＡ）　ｔたは（ＩＢ）に信号Ｓｓが供
給されているフィールド期間に、ヘッド（２人）または
く２Ｂ）に信号Ｓｑが供給されるように、スイッチ回路
（１ｇ）　。

（２８）の切り換えの位相が合わせられる。

さらに、端子（２１）または（３１）のオーディオ信号
が、ＦＭ変調回路（３２）に供給されて第８図に示すよ
うに信号Ｓｑよりも低域側のＦＭ信号Ｓａに変換され、
このＦＭオーディオ信号Ｓａが記録アンプ（３７）及び
スイッチ回路（３８）を通じて回転磁気ヘッド〈３＾）
、　（３Ｂ）　　に１フイ一ルド期間ごとに交互に供給
される。

この場合、ヘッド（３Ａ）、　　（３Ｂ）は第９図に示
すように、互いに１８０゛の角間隔を有するとともに、
ヘッド（ＩＡ）、　（１Ｂ）　　と一体に回転させられ
る。また、このとき、ヘッド（３Ａ）、　（３Ｂ）　　
は、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）にそれぞれ先行するよ
うに、かつ、ヘッド（３Ａ）。

（３Ｂ）の各走査軌跡と、ヘッド（ＬＡ）、　（１Ｂ）
　の各走査軌跡とが一致するように段差が与えられる。

また、ヘッド（３Ａ）、　（３Ｂ）　　のスリット角は
ヘッド（１＾）、　（１Ｂ）とは同方向であるが、大き
な角度、例えば±３０゜とされる。さらに、ヘッド（１
＾〉または（ＩＢ）に信号Ｓｓが供給されているフィー
ルド期間に、ヘッド（３Ａ〉または（３Ｂ）に信号Ｓａ
が供給されるようにスイッチ回路（１８）、　（２８）
、　（３８）の切り換えの位相が合わせられる。

また、このとき、信号Ｓ　ｓ　＋　　Ｓ　ｑ　、Ｓ　ａ
によりヘッド（ＩＡ、　１Ｂ）、　（２Ａ、　２Ｂ＞、
　（３Ａ、　３Ｂ＞　　に流れる記録電流を電流Ｉｓ、
Ｉｑ、Ｉａとすると、 Ｉａ＞ｒｑ＞ｒｓ とされる。

したがって、まず、ヘッド（３＾）または（３Ｂ）によ
り信号Ｓａの１フイールドが斜めの１本の磁気トラック
として記録されるとともに、その磁気トラックに重なっ
てヘッド（２＾）またはく２Ｂ〉により信号Ｓｑの１フ
イールドが記録され、さらに、その磁気トラックに重な
ってヘッド（１＾）または（ＩＢ）により信号Ｓｓのｌ
フィールドが記録される。そして、このとき、記録電流
Ｉａ、Ｉｑ、Ｉｓの大きさが上述のように設定されてい
るので、ｇＪ１１０図に示すようにテープ（５）の磁性
層の深層に主として信号Ｓａが記録され、中間層に主と
して信号Ｓｑが記録されるとともに、表層に主として信
号Ｓｓが記録されることになる。

一方、再生時には、ヘッド（ＬＡ）、　（１Ｂ）　　に
よＦ）ｆ−プ（５）から信号Ｓｓが■フィールド期間ご
とに交互に再生され、この信号Ｓｓがスイッチ回路（４
１）に供給されて連続した信号Ｓｓとされ、この信号Ｓ
ｓが再生アンプ（４２）を通じてバンドパスフィルタ（
４３〉に供給されて信号Ｓｆが取り出され、この信号Ｓ
ｆがリミッタ（４４）を通じてＦＭ復調回路（４５）に
供給されて信号Ｓｙが復調され、この信号ｓｙが加算回
路（４６）に供給される。

さらに、アンプ（４２）からの信号Ｓｓがパンドパスフ
、トルタ（５３）に供給されて信号Ｓｃが取り出され、
この信号ＳｃがＡＣＣ回路（５４）を通じて周波数コン
バータ（５５〉に供給されてもとの搬送周波数の搬送色
信号Ｓｃに周波数変換されるとともに、記録時における
位相処理と相補の位相処理が行われてもとの位相を有す
る信号Ｓｃとされる。そして、この信号Ｓｃが、Ｃ型く
し型フィルタ（５６）を通じて加算回路（４６）に供給
される。

したがって、加算回路（４６）からはもとのカラーコン
ポジットビデオ信号が得られ、これは端子（４７〉に取
り出される。

さらに、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　　によりテープ
（５）から信号Ｓｑが１フイ一ルド期間ごとに交互に再
生され、この信号Ｓｑがスイッチ回路（６１）に供給さ
れて連続した信号Ｓｑとされ、この信号Ｓｑが再生７ン
フ（６２）ヲ１ｉｌｉｅｒＱＰ　ＳＫｔ［１１回路（６
３）ニ供給されるとともに、キアリア信号再生回路（６
４）に供給されてキアリア信号が形成され、このキアリ
ア信号が復調回路（６３〉に供給されて信号Ｓｑから信
号Ｓｅが復調される。

そして、この信号Ｓｅがデコーダ（６５）に供給されて
信号Ｓｐがデコードされるとともに、エラー訂正及びエ
ラー修正が行われ、この信号ＳｐがＤ／Ａコンバータ（
６６）に供給されてもとの左及び右チャンネルのオーデ
ィオ信号に変換され、これが端子（６７Ｌ）、　（６７
Ｒ）　　に取り出される。

また、ヘッド（３Ａ）、　（３Ｂ）　　によりテープ（
５）から信号Ｓａが１フイ一ルド期間ごとに交互に再生
され、この信号Ｓａがスイッチ回路〈７１）に供給され
て連続した信号Ｓａとされ、この信号Ｓａが、再生アン
プ（７２）　、バンドパスフィルタ（７３）及びリミッ
タ（７４）を通じて復調回路（７５）に供給されて端子
（７７）にオーディオ信号が取り出される。

以上のようにビデオ信号及びオーディオ信号が記録再生
されるが、この場合、上述のＶＴＲにおいては、オーデ
ィオ信号をデジタル化して記録再生しているので、デジ
タルオーディオ機器と同様のきわめて高い音質を得るこ
とができる。また、オーディオ信号はＦＭ信信号Ｓ上し
ても記録再生しているので、従来のＶＴＲに対して互換
性を得ることができる。

さらに、ＰＣＭ信号ＳｅをＱＰＳＫ信号Ｓｑに変換して
いるので、占有帯域を狭くすることができる。

第１１図はＱＰＳＫ変調回路（２４）の−例を示し、信
号Ｓｅが、工及びＱチャンネルの信号ラインにおいて処
理されてＱＰＳＫ信号Ｓｑに変換される。

すなわち、エンコーダ（２３）からの信号Ｓｅが、レジ
スタ（８１〉に供給されて奇数番目のビットａＩ　のビ
ット列と、偶数番目のビットｂ、のビット列とに分割（
直列／並列変換）されるとともに、ビット（ビット列）
　ａｔ、　ｂＩ　　は同時化され、これらビットａｔ、
ｔｇ　　がローパスフィルタ（８２Ａ）、　（８２Ｂ）
　　に供給されて帯域制限されてから乗算回路（平衡変
調回路）　（８３Ａ）、　（８３Ｂ）　　に供給される
。なお、ビットａ１．ｂＩ　　は“０”または“１”で
ある。

また、発振回路（８７）において、キャリア信号Ｓ、と
して ５ｔ＝ｃｏｓ　ωｃｔ　　　　　　　　　　−１ｉ）が
形成され、この信号Ｓ、が移相回路（８８）に供給され
てキャリア信号５８ Ｓｓ＝ｓｉｎ　　ωｃｔ　　　　　　　　　・−−−−
−（ｉｉ〉が形成され、これら信号Ｓｔ、Ｓ８　が乗算
回路（８３Ａ）。

（８３Ｂ）　　に供給される。

したがって、乗算回路（８３Ａ）、　（８３Ｂ）　の出
力信号（被位相変調信号）３１．ＳＱ　は、 Ｓｌ　＝　１ｃｏｓ（ωｃｔ＋　ａｔ　π）ＳＱ　＝　
ｑｓｉｎ（ａ＋ｃｔ＋　ｂｔ　π）ｉ、ｑ：振幅 ａ＋＝０または１ ｂｉ＝ｏまたはｌ となる。

そして、これら信号ＳＩ、　ＳＱが、加算回路（８４）
に供給されてＱＰＳＫ信号Ｓｑ Ｓ　ｑ　＝　ＳＩ　＋　ＳＱ ＝　１ｃｏｓ（ωｃｔ＋　ａｔ　ｒｒ　）＋　ｑｓｉｎ
（ａ＋ｃｔ＋　ｂｔ　π）　　＝　・・＝（ｉｉｉ）が
取り出され、この信号Ｓｑがアンプ〈２７〉に供給され
る。

また、第１２図はＱＰＳＫｔｉ調回路（６３）の−例を
示し、アンプ（６２）からの信号Ｓｑが乗算回路（９１
Ａ）。

（９１Ｂ）　　に供給されるとともに、キャリア信号再
生回路（６４）に供給されてキャリア信号Ｓ７が取り出
され、この信号Ｓ、が移相回路（６４１）　　に供給さ
れてキャリア信号Ｓ８　が取り出され、これら信号Ｓｔ
、Ｓｓ　が乗算回路（９１Ａ＞、　（９１Ｂ）　　に供
給される。

そして、乗算回路（９１Ａ）、　（９１Ｂ）　　の出力
信号がローパスフィルタ（９２Ａ）、　（９２Ｂ）　　
に供給されて不要な成分の除去されたピッ）ａ、、ｂ、
　とされ、このビットａ、、ｂｉが整形回路（９３Ａ）
、　（９３Ｂ）　を通じてレジスタ　（並列／直列変換
回路＞（９４）　　に供給されてもとの信号Ｓｅに一体
化され、この信号Ｓｅがデコーダ（６５）に供給される
。

なお、このような復調回路（６３）の復調方式は、同期
検波方式と呼ばれ、この同期検波方式によれば、再生誤
り率の劣化が小さい。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 ところが、上述の変調回路（２４〉においては、ＱＰＳ
Ｋ信号Ｓｑに位相歪みを生じてしまう。

すなわち、レジスタ（８１）からのピッ）ａ、、ｂ。

は、第１３図Ａに示すように、矩形波信号であり、多く
の高調波成分を有する。しかし、フィルタ（８２Ａ）、
　（８２Ｂ＞　　からのビットａｌ、ｂ、　　は、フィ
ルタ（８２Ａ）、　（８２Ｂ）を通ったとき、同図Ｂに
波形を示すように、“０″、“１”の変化の少ない部分
（波形の左側）では、その周波数が低いので、振幅はほ
とんど変化しないが、“０″、“１”の変化の多い部分
（波形の右側）では、その周波数が高いので、振幅が小
さくなってしまう。したがって、信号ＳＩ、ＳＱ　にお
いても同様に、′０”、１１′の変化の少ない部分と、
多い部分とでは、振幅が異なってしまう。すなわち、信
号ＳＩ、ＳＱ　におけるピッ）ａ、、ｂ、の“０″、“
１”の組み合わせによって信号３１．ＳＱの振幅ｌ、ｑ
は、それぞれ変化してしまう。

そして、このとき、信号Ｓ■　　と信号ＳＱ　との間に
は相関性がないので、信号Ｓｒ、ＳＱにおけるピッ）ａ
、、ｂ、の組み合わせによって、それらの振幅１．ｑは
、独立に変化する。

したがって、ＱＰＳＫ信号Ｓｑの位相は、信号ＳＩ、Ｓ
Ｑ　におけるビットａｌ　＋　ｂｌ　の組み合わせによ
って変化し、信号Ｓｑに位相歪み（位相偏差〉を生じて
しまう。

すなわち、上述の（ｉｉｉ　）式を変形すると、次のよ
うになる。

Ｓ　ｑ　＝　Ｓｌ　　＋　ＳＱ ＝　１ｃｏｓ（ωｃｔ＋　ａｌ　ｙｒ　）＋　ｑｓｉｎ
（ａ＋ｃｔ＋　ｂ、　π）＝Ａｃｏｓ（ωｃｔ）　　＋
Ｂｓ１ｎ（ωｃｔ）ｒｃｏｓ（ωｃｔ　−ｔａｎ−’　
Ｂ　／　Ａ　）・・・・・・（１ｖ） ここで、 Ａ＝　＋ｃｏｓ　　ａ、π＋ｑｓ＋ｎ　　ｂ、π＝ＩＣ
Ｏ３ａ、　　π Ｂ＝　−ｌｓ＋ｎ　　ａｔπ＋ｑｃｏｓ　　ｂ、ｚｒ＝
ｑＣＯ８１）ｉπ 、’、Ａ２＋８２＝　（ｉｃｏｓ　　ａｄπ）２＋　（
ｑｃｏｓ　　ｂｚ　π）’ ＝１２＋ｑ２　　　　　　・・・・・・（ｖ）ｔａｎ−
’（Ｂ／　Ａ）　＝ｔａｎ−’（ｑｃｏｓ　　ｂｌ　ｒ
ｒ／１ｃｏｓａ、π） ＝φ　　　　　　・・・・・・（ｖｉ）である。

したがって、（ｉｖ）式は、（ｖ）、　（ｖｉ）式を代
入して゛、 Ｓｑ、＝ＳＩ＋ＳＱ ＝　５７ｒ「ｃｏｓ（ωｃｔ　−ｔａｎ−’　Ｂ　／　
Ａ　）＝□”　＋　ｑ　”ｃｏｓ（ωｃｔ−φ）・・・
・・（ｖｊ） となる。

したがって、信号Ｓｔ、ＳＱにおけるビットａ、。

ｂ、の組み合わせによって振幅ｌ、ｑが変化すると、Ｑ
ＰＳＫ信号Ｓｑの位相φが変化し、位相歪み（及び振幅
歪み）を生じることになる。

そして、信号Ｓｑにこのような位相歪みを生じると、再
生時、ＰＣＭ信号Ｓｅを正しく復調できなくなり、例え
ば第１４図に示すように、エラーレイトが高くなってし
まう。

この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。

Ｅ　課題を解決するための手段 ここで、ピッドａｌｌｂｌ　の組み合わせによって生じ
るＱＰＳＫ信号Ｓｑの位相歪みについて考察する。

Ｉ　　ａ、＝“０”、かつ、ｂ、＝“０″の場合（ｖｉ
）式から φ＝ｊａｎ−’（Ｂ／Ａ）　＝ｔａｎ−’（ｑ　／　ｉ
　）となる。したがって、 ■　ｉ＝ｑのとき（正しいとき） φ＝ｊａｎ−’　（１）　＝π／４ ■　ｉ＞ｑのとき ０くφ〈π／４ ■　ｉ＜ｑのとき π／４くφくπ／２ となり、第５図Ａに示すように、位相φは第１象限の中
を変動する。

Ｕ　　ａｔ＝“１”、かつ、ｂｉ＝　”Ｏ−の場合（ｖ
ｉ）式から φ＝ｊａｎ−’（Ｂ　／　Ａ　）　＝ｔａｎ−’（ｑ　
／　−ｉ　）となる。したがって、 ■　ｉ＝ｑのときく正しいとき〉 φ＝ｔａｎ−’（−１）　　＝　３　ｒｒ　／　４■　
ｉ＞ｑのとき ３π／４〈φ〈π ■　ｉ＜ｑのとき π／２〈φく３π／４ となり、第５図Ｂに示すように、位相φは第２象限の中
を変動する。

］ｉ　　ｉｌｔ：ｌ：　”　１　”　、かつ、ｂ、＝″
１”の場合（ｖｉ）式から φ＝ｊａｎ−’（Ｂ　／　Ａ　）　＝ｔａｎ−’（−ｑ
／　−ｉ　）となる。したがって、 ■　ｉ＝ｑのとき（正しいとき） φ＝ｊａｎ−’　（１）　＝　５　ｒｒ／　４■　ｉ＞
ｑのとき ５π／４くφ〈３π／２ ■　ｉ＜ｑのとき π／〈φく５π／４ となり、第５図Ｃに示すように、位相φは第３象限の中
を変動する。

■　ａｌ＝“０”、かつ、ｂ＋＝“ｌ″の場合（ｖｉ）
式から φ＝ｔａｎ−’（Ｂ／　Ａ）　＝ｔａｎ−’（−ｑ　／
　ｉ　）となる。したがって、 ■　ｉ＝ｑのときく正しいとき〉 φ＝ｊａｎ−’　（−１）　−７ｒｒ／　４■　ｉ＞ｑ
のとき ７π／４くφく２π ■　ｉ＜ｑのとき ３π／２〈φく７π／４ となり、第５図りに示すように、位相φは第４象限の中
を変動する。

この発明は、このような点に着目し、ＱＰＳＫ信号Ｓ信
号Ｓ圧歪み補正するようにしたものである。

すなわち、この発明においては、オーディオ信号がＰＣ
Ｍ信号にＡ／Ｄ変換され、このＰＣＭ信号がＱＰＳＫ信
号に変換され、このＱＰＳＫ信号が磁気媒体に記録され
る磁気記録装置において、上記ＰＣＭ信号を■及びＱチ
ャンネルのビット列に分割し、この工及びＱチャンネル
のビット列を、キャリア信号の位相が互いに直交するＩ
及びＱチャンネルの被位相変調信号にそれぞれ変換し、
このＩ及びＱチャンネルの被位相変調信号を、互いに加
算して上記ＱＰＳＫ信号を得るとともに、上記工及びＱ
チャンネルのビット列の組み合わせを検出し、この検出
信号に基づいて上記ＱＰＳＫ信号の位相を補正するよう
にした磁気記録装置とするものである。

Ｆ　作用 ＱＰＳＫ信号Ｓ信号Ｓ圧しい位相で記録され、したがっ
て、再生時の誤り率が低下する。

Ｇ　実施例 第■図に示す例においては、ピッ）ａｌ、ｂｔ　の組み
合わせ及び信号Ｓｒ、ＳＱの振幅ｉ、ｑからＱＰＳＫ信
号Ｓ信号Ｓ圧歪みを補正する場合である。

すなわち、第１図において、加算回路（８４）からのＱ
ＰＳＫ信号Ｓ信号Ｓ圧相補正回路（９３）及びＡＧＣア
ンプ（９４〉を通じて記録アンプ（２５）に供給される
。

また、レジスタ（８■）からのビット　（ビット列〉ａ
、、ｂ、が、検出回路（９Ｌ）に供給されてビットａ、
、ｂ、が上述Ｉ〜■項のどの組み合わせに属するかが検
出され、その検出信号Ｓｋが補正回路（９３）にその制
御信号として供給される。さらに、乗算回路（８３＾）
、　（８３Ｂ）　　からの信号Ｓｌ、ＳＱが、振幅検出
回路（９２）に供給されて信号３１．ＳＱの振幅比ある
いは振幅差が検出され、その検出信号Ｓｒが補正回路（
９３）にその制御信号として供給される。

こうして、補正回路（９３）においては、信号Ｓｋ。

Ｓｒに基づいてＱＰＳＫ信号Ｓ信号Ｓ圧φが、正しい位
相、すなわち、第５図Ａ−Ｄにおいて■で示すように、
ピッ）ａ、、ｂＩ　に対応したπ／４の整数倍の位相に
制御される。

そして、この位相の補正されたＱＰＳＫ信号Ｓ信号Ｓ圧
ＧＣアンプ（９４〉において、その振幅が一定値に補正
されてから記録アンプ（２５〉に供給される。

したがって、テープ（５）には、正しい位相及び振幅の
ＱＰＳＫ信号Ｓｑが記録される。

第２図は、回路（９１）〜（９３）の具体例を示す。

すなわち、位相補正回路（９３）は、可変移相回路によ
り構成されるもので、Ｃ−Ｅ分割のトランジスタＱ１　
が設けられ、そのベースに加算回路（８４）からのＱＰ
ＳＫ信号Ｓｑが供給されるとともに、そのコレクタ・エ
ミッタ間に、可変容量ダイオードＤ１　　と、コンデン
サＣＩ　と、コイルＬ１　と、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４と、こ
れら抵抗器Ｒ１〜Ｒ１を選択するスイッチ回路（９１Ａ
）、　（９１Ｂ）　　とが接続される。

そして、コイルＬ１　　と、抵抗器Ｒ，−Ｒ，との接続
点から信号Ｓｑが取り出され、この信号ＳｑがＡＧＣア
ンプ（９４）に供給される。

また、スイッチ回路（９１Ａ）、　（９１Ｂ）　　に、
レジスタ（８１）からのピッ）　ａ　１ｍ　ｂ　（が制
御信号としてそれぞれ供給される。

さらに、乗算回路（８３＾）、　（８３Ｂ）　　からの
信号Ｓ［。

ＳＱが、ピーク検波回路（９２Ａ）、　（９２Ｂ）　　
に供給されて信号３１．ＳＱのピーク値、すなわち、信
号３１゜ＳＱのビットごとの振幅ｌ、ｑを示す信号Ｐｉ
。

Ｐｑが取り出され、この信号Ｐｉ、Ｐｑがオペアンプ　
（９２Ｃ）　　に供給されて差信号５ｒ（＝Ｐｑ−Ｐｉ
）が取り出される。そして、この差信号Ｓｒが、素子り
、、Ｃ，の接続点に制御電圧として供給され、信号Ｓｒ
によりダイオードＤＩ　の容量が制御されてＡＧＣアン
プ（９４）に供給される信号Ｓｑの位相が制御される。

このような構成によれば、ビットａｉ、ｂｌ　　により
スイッチ回路（９１Ａ）、　（９１Ｂ）　　が制御され
て抵抗器Ｒ８〜Ｒ４が上記■〜■項に対応して選択され
、ＡＧＣアンプ（９４）に供給される信号Ｓｑの位相は
、上記■〜■項のうち、ピッ）ａ、、ｂ、　に対応した
位相範囲に追い込まれる。

そして、さらに、信号Ｓｒにより、ＡＧＣアンプ（９４
）に供給されるＱＰＳＫ信号Ｓｑの位相φは、正しい位
相、すなわち、第５図Ａ−Ｄにおいて■で示すように、
ビットａｉｌｂｌ　　に対応したπ／４の整数倍の位相
に制御される。

こうして、この発明によれば、Ｉ、Ｑチャンネルの信号
ＳＬ、ＳＱ　におけるビットａｌ、ｂｌ　の組み合わせ
を検出するとともに、その信号Ｓｒ、ＳＱの振幅ｉ、ｑ
の大小関係を検出し、これら検出出力にしたがってＱＰ
ＳＫ信号Ｓｑの位相歪みを補正しているので、再生時、
ＰＣＭ信号Ｓｅのエラーレイトを抑えることができる。

第３図及び第４図に示す例においては、信号Ｓ１．３口
の振幅ｉ、ｑからその信号Ｓｒ、ＳＱ　自身の振幅１．
ｑを補正してＱＰＳＫ信号Ｓｑの位相歪みを補正する場
合である。

すなわち、第３図において、発振回路（８７）からのキ
ャリア信号Ｓ７　が、レベル制御回路（９５〉を通じて
乗算回路（８３Ａ）　　に供給される。

また、例えば第２図に示す振幅検出回路（９２）が設け
られ、乗算回路〈８３＾）、　（８３Ｂ）からの信号Ｓ
Ｉ。

ＳＱが供給されて信号Ｓｌ、ＳＱの振幅ｉ、ｑが検出さ
れ、その検出出力Ｓｒが制御回路（９５〉にその制御信
号として供給される。

このような構成によれば、制御回路（９５〉及び信号Ｓ
ｒにより、乗算回路（８３Ａ）　　に供給されるキャリ
ア信号Ｓ７のレベルが制御されるが、乗算回路（８３Ａ
）　　に供給されるキャリア信号Ｓ、のレベルト、乗算
回路（８３＾）からの信号Ｓｌ　の振幅！とは比例する
。

したがって、制御回路（９５）及び信号Ｓｒにより、乗
算回路（８３Ａ）　　からの信号Ｓｌ　の振幅１は、乗
算回路（８３Ｂ）　　からの信号ＳＱの振幅ｑを基準と
し、これに等しくなるように制御されることになるので
、加算回路（８４〉からのＱＰＳＫ信号Ｓｑにおいては
、信号Ｓｒ、ＳＱの振幅ｌ、ｑは互いに等しい。

したがって、加算回路（８４）からのＱＰＳＫ信号Ｓｑ
の位相φは、ビットａ１．ｂ、に対応したπ／４の整数
倍の位相に制御され、ＱＰＳＫ信号Ｓｑの位相歪みは補
正されていることになる。

また、第４図におい１ては、乗算回路（８３Ａ）　　と
、加算回路（８４）との間の信号ラインに、レベル制御
回路（９５）が設けられ、検出回路（９２〉の検出信号
Ｓｒにより、第３図の場合と同様に、加算回路（８４）
に供給される信号Ｓｌ　の振幅ｌが制御され、ＱＰＳＫ
信号Ｓｑの位相歪みが補正される。

なお、上述において、ＱＰＳＫ信号Ｓｑとして０−ＱＰ
ＳＫ信号、〇−ＱＤＰＳＫ信号などにあってもよい。ま
た、第３図及び第４図の例においては、１チヤンネルの
信号ＳＩ　　についてレベル制御したが、Ｑチャンネル
の信号ＳＱ　についてレベルを制御することもできる。

Ｈ発明の効果 この発明によれば、Ｉ、Ｑチャンネルの信号Ｓ１．ＳＱ
におけるピッ）ａ、、ｂＩ　の組み合わせを検出すると
ともに、その信号３１．ＳＱの振幅ｌ。

ｑの大小関係を検出し、これら検出出力にしたがってＱ
ＰＳＫＰＣＭ信号Ｓｅ歪みを補正しているので、再生時
、ＰＣＭ信号Ｓｅのエラーレイトを抑えることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図、第４図はこの発明の一部の一例の系統
図、第２図はその要部の一例の接続図、第５図〜第１４
図はその説明のための図である。 （５）は磁気テープ、（２２〉はＡ／Ｄコンバータ、（
２３）はエンコーダ、（２４〉はＱＰＳＫ変調回路、（
８２Ａ）、　（８２Ｂ）　　はローパスフィルタ、（８
３Ａ）、　（８３Ｂ）は乗算回路、（９１）、　（９２
）　　は検出回路、（９３）は位相補正回路である。 代 理 人 松 隈 秀 盛 −榔の回！＠、図 Ａ イ寞号Ｓｑｙフイ１ｔイ１１図 第５図 第１３図 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、オーディオ信号がＰＣＭ信号にＡ／Ｄ変換され、 このＰＣＭ信号がＱＰＳＫ信号に変換され、このＱＰＳ
   Ｋ信号が磁気媒体に記録される磁気記録装置において、 上記ＰＣＭ信号をＩ及びＱチャンネルのビット列に分割
   し、 このＩ及びＱチャンネルのビット列を、キャリア信号の
   位相が互いに直交するＩ及びＱチャンネルの被位相変調
   信号にそれぞれ変換し、このＩ及びＱチャンネルの被位
   相変調信号を、互いに加算して上記ＱＰＳＫ信号を得る
   とともに、 上記Ｉ及びＱチャンネルのビット列の組み合わせを検出
   し、 この検出信号に基づいて上記ＱＰＳＫ信号の位相を補正
   する ようにした磁気記録装置。 ２、オーディオ信号がＰＣＭ信号にＡ／Ｄ変換され、 このＰＣＭ信号がＱＰＳＫ信号に変換され、このＱＰＳ
   Ｋ信号が磁気媒体に記録される磁気記録装置において、 上記ＰＣＭ信号をＩ及びＱチャンネルのビット列に分割
   し、 このＩ及びＱチャンネルのビット列を、キャリア信号の
   位相が互いに直交するＩ及びＱチャンネルの被位相変調
   信号にそれぞれ変換し、このＩ及びＱチャンネルの被位
   相変調信号を、互いに加算して上記ＱＰＳＫ信号を得る
   とともに、 上記Ｉ及びＱチャンネルの被位相変調信号の振幅を検出
   し、 この検出信号に基づいて上記ＱＰＳＫ信号の位相を補正
   する ようにした磁気記録装置。