JPH0378320A - Ｐｃｍ方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、音声信号等のパルス符号変ｇ（ＰＣＭ）方式
に係わり、特に、量子化雑音の減少を図ったＰＣＭ方式
の改良に関する。

（従来の技術） 従来のＰＣＭ方式に従う音声信号伝送装置の構成を第３
図に示す。送信部１は、アナログ入力端子３からの原音
声信号をまず標本化器５にてサンプリングし、各サンプ
ルを量子化器７に入れて離散値化し、これを符号化器９
にて所定のパルス符号に変換してデジタル伝送路１１等
へ送出する。

受信部２は、パルス符号を受信して復号器１３にて振幅
信号に変換し、これをローパスフィルタ１５にて振幅の
不連続を補間してアナログ音声信号を再生し出力端子１
７から出力する。

第４図はこの従来のＰＣＭ方式における原信号波形Ａと
量子化誤差Ｂとの関係を示す。同図において、原波形Ａ
の各サンプルの真の値はｙ１ｙＩ＋１’　・・・で示さ
れ、これを量子化した各離散値は２，２．、・・・で示
され、量子化ステップＳｉ　　　ｔｅｌ は、 ｓ−ｚ、−ｚ、１　　　　　　−（１）である。ここで
、離散値ｚ１が ｚｌ＝　（ｙｌ　＋ｙｊ＋１　）／２　　−　（２）な
る計算式で定義されるとすると、上記の量子化過程にお
いて最大±Ｓ／２の誤差Ｂを生じることになる。この誤
差Ｂは量子化誤差と呼ばれ、量子化に必然的に伴う間層
である。

（発明が解決しようとする課題） このように、従来のＰＣＭ方式では、最大±Ｓ／２の量
子化誤差が生じ、これに起因して量子化雑音が発生する
。この量子化雑音を減少させるには、量子化ステップＳ
を小さ（する、つまり量子化ビット数を増やせばよい。

しかし、音声のＰＣＭ方式では、４ｋＨｚまでの帯域を
確保する必要からサンプリング周波数を８ｋＨｚとし、
また量子化ビット数は８ビツトとして、標準ビットレー
トを６４Ｋｂｐ　ｓとしているのが通常である。従って
、量子化ビット数を単純に増やすと、この標準ビットレ
ートに適合しなくなるという問題がある。

従って本発明の目的は、ビットレートを上げることなく
量子化雑音を減少させることが出来るＰＣＭ方式を提供
することにある。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 本発明は、原信号から所定のサンプリング周期毎に得た
サンプルを予定量子化ステップ数のＰＣＭ符号に変換す
る方式において、サンプルを予定量子化ステップ数の２
倍のステップ数で量子化して前置離散値を得る前置量子
化手段と、所定の変換則の適用により前置離散値を予定
量子化ステップ数の最終離散値に変換する符号変換手段
とを有し、その変換則は、偶数系列の前置離散値は２で
割った商を最終離散値とし、奇数系列の前置離散値は、
当該前置Ｍ散値ε１サンプリング周期前の前置離散値と
の間の変化の絶対値が１より大ならば、当該前置離散値
を２で割った商を最終離散値とし、前記絶対値が１より
大でなければ、当該前置離散値を２で割った商と１サン
プリング周期前の前記最終離散値との大小関係に基づい
て、１サンプリング周期前の最終離散値に＋１または−
１の修正を加えた値を最終離散値とする、ことを含むＰ
ＣＭ方式を提供する。

また、本発明は、前記変換則が、上記の他に、奇数系列
の前置離散値の絶対値が予め定めた基や値より大であれ
ば、この前置離散値を２で割った商を最終離散値とする
、ことをさらに含むＰＣＭ方式も提供する。

さらに、本発明は、前記ＰＣＭ符号の復号に当り、前記
変換則の逆方向の適用により最終離散値を前記２倍の量
子化ステップ数の離散値に変換する復号手段をさらに有
するＰＣＭ方式も提供する。

（作　用） ここで、量子化ビット数と量子化雑音との一般的な関係
を説明しておく。

量子化ステップＳが全ステップで同じである場合、原信
号波形の振幅がｙ　からｙＮ＋１の範囲内■ に分布し、かつ振幅ｙをとる確率がＰ　（ｙ）で与えら
れるとすると、量子化誤差ｅの２乗・ＩＬ均１２は、 ｘＰ　　（ｙ）ｄｙ　　　　　　　　　・・・　（３）
となる。ここで、量子化ステップＳが十分に小さいとす
ると、このステップＳ内ではＰ　（ｙ）が−様である、
つまり、 Ｐ　（ｙ）−Ｐ−・・・（４） ここに、Ｐ、は定数、 という近似が導入できる。すると、ΣＰ、・Ｓ−１であ
ることから、（３）式は、 ｅ２−３２／１２　　　　　　　・・・（５）という単
純な式になる。

ここで、量子化できる範囲Ｖを Ｖ−ＹＮ＋、−Ｖ　ｌ　　　　　　　　°　（６）とし
、量子化ビット数をｎとすると、量子化ステップＳは Ｓ−Ｖ／２”　　　　　　　　　　　　・・・（７）と
表される。この（７）式を（５）式に代入すると、量子
化雑音電力［ｄ　Ｂ］は １１０１ｏ　ｅ２−２０１ｏｇ　Ｖ−Ｉ　Ｑｌ□ｇ　ｌ
　２−６ｎ　　　　　　　・・・（８） で示されることになる。

（８）式より分ることは、量子化ステップＳが量子化ビ
ット数ｎのみの関数の場合（（７）式参照）、量子化雑
音電力は量子化ビット数ｎを１ビツト増加することで６
［ｄＢ］減少するということである。

さて、量子化ビット数ｎを増加させることは、既に述べ
たようにビットレートの増加に繋る。そこで、本発明は
量子化ビット数を変えずに、特殊な符号変換を行い、そ
れにより量子化ビット数を１ビツト増加させた（つまり
量子化ステップ数を２倍にした）のと同等な効果を生じ
させる。

本発明では、ＰＣＭ符号化に当り、原信号のサンプルを
予定の量子化ステップ数の２倍のステップ数で前置量子
化し、こうして得た２倍ステップ数の前置離散値を以下
のようにして予定ステップ数の最終離散値に変換する。

先ず、前置離散値を偶数系列と奇数系列とに分離する。

偶数系列は２で割った商を最終離散値とする。奇数系列
の場合は、３つの場合に分けられる。即ち、前の前置離
散値と当該前置離散値間の変化量が１より大の場合は、
２で割った商を最終離散値とする。変化量が１より大き
くない場合は、上記商が前の最終離散値より大きければ
前の最終離散値に＋１を加えた値を、また少なければ−
１を加えた値を最終離散値とする。この最終離散値に基
づいて予定量子化ステップ数のＰＣＭ符号が得られる。

このＰＣＭ符号の復号に当たっては、上記の変換則を逆
方向に適用して２倍ステップ数の離散値に戻してから復
号を行うことが望ましい。

上記変換則に基づく符号化及び復号によって、偶数系列
の場合及び奇数系列でかつ当該値と前回値間の変化量が
１より小さい場合に、量子化ステップ数を２倍にしたと
同等の量子化雑音の低減効果が得られる。一方、奇数系
列で上記変化量が１より大きい場合は、従来におけると
同様の量子化雑音が生じる。

ところが、音声信号及び人間の聴覚特性についての次の
事実、即ち、 ■音声信号では一般に小レベル振幅の信号が発生する頻
度が高い、 ■人間の聴覚特性として、信号電力が大きいときには量
子化雑音は信号にマスクされて殆ど認識されない、 に鑑みると、音声信号が小レベル振幅で信号電力が小さ
い時のみ量子化ステップ数を増加させれば、人間の聴覚
にとって問題となる量Ｔ化雑音は低減できることが分る
。上記の変化量が１より大きい場合とは、主として大振
幅の場合であり、この場合の量子化雑音は実質的に問題
にならない。従って、本発明の方式によれば、実質的に
量子化ステップ数を２倍にしたのと同じ量子化雑音の低
減効果（−６ｄＢ）が得られる。

（実施例） 以下、実施例により説明する。

第１図は、本発明に係るＰＣＭ方式の一実施例の構成を
示す。尚、第１図において、既述の第３図と同一の要素
に同一の参照番号を示す。

第１図において、送信部２１ではアナログ音声入力端子
３から原音声信号が人力され、標本化器５にて例えば３
ｋＨｚの周波数でサンプリングされる。各サンプルｙ１
は前置量子化器２３に送られ、予定量子化ステップ数（
通常、２５６ステツプ）の２倍のステップ数、つまり５
１２ステ・ノブで量子化され、９ビツトのパルス符号に
変換される。この前置量子化による９ビツトのパルス符
号つまり前置離散値２．は、これを予定量子化ステップ
数（８ビツト）に変換するために、系列分離器２５また
は量子化変換器２９に送られる。系列分離器２５は、前
置離散値２．を偶数系列と奇数系列とに分離し、そのう
ち偶数系列ののみを２で除してその商を符号化器２７に
出力する。つまり、偶数系列の前置離散値ｚ１を ｚ　１−２　ｍ　　　　　・・・（９）ここに、ｍは自
然数、 と表すと、系列分離器２５はｍを出力する。具体的には
、系列分離器２５は９ビット符号たる前置離散値ｚ１の
最下位ビットをチエツクし、それが０の場合にのみ、各
ビットを下位へ１桁シフトして８ビット符号化し、これ
を符号化器２７の入力端子２７ａに出力する。

符号化器２７では、もう１つの入力端子２７ｂに、量子
化変換器２９からの８ビット符号か入力される。量子化
変換器２９は、後述するように、奇数系列の８ビツトへ
の符号変換を行うものである。符号化器２７は、系列分
離器２５及び量子化変換器２９から入力される８ビット
符号を折返し２連符号のような最終的なパルス符号Ｙ、
に変換】 し、これをデジタル伝送路１１に送出する。

奇数系列の符号変換を行うための量子化変換器２９は、
前置量子化器２３から出力される現在の前置離散値ｚ１
と、遅延素子３１を通じて得られる１サンプリング周期
前の前置離散１ｉａｚ、−１と、さらに、符号化器２７
から出力される現在の最終符号Ｙ、と、遅延素子３３を
通じて得られる１すンプリング周期前の最終符号”　ｉ
−１とを受ける。

量子化変換器２つは、前置量子化器２３からの前置離散
値Ｊのうち最下位ビットが１のもの、つまり奇数系列の
ものに対してのみ、以下の変換処理を行なう。

即ち、まず、信号振幅に関する条件 ｚ１１〉α　　　　　　　・・・（１０）ここに、αは
聴覚特性より定めた振幅、が成立つか、又は振幅変化に
関する条件ｌ　ｚｌ−ｚ、−１１＞１　　　　・・・（
１１）が成立つかをチエツクする。（１０）式、（１１
）式のいずれかの条件が成立つ場合は、前置離散値ｚ１
を２で割った商を出力する。つまり、奇数系列の前置離
散値Ｚ（を Ｚ−＝２ｍ＋ｌ　　　　　　　　・・・（１２）と表す
と、量子化変換器２９はｍを出力する。このｍは、系列
分離器２５の場合と同様、前置離散値Ｊの各ビットを下
位へ１桁シフトすることにより得られる。

（１０）式、（１１）式のいずれの条件も成立しない場
合は、次の条件 ｙＩ−、＝ｍ＋　１　　　　　　−（１３）をチエツク
する。この条件が成立するときばＹ＋−ｔ　　１ を出力し、成立しないときは Ｙ、−１＋１ を出力する。

このようにして、９ビツトの前置離散値ｚｉは偶数系列
か奇数系列かに応じて系列分離器２５または量子化変換
器２９によって８ビット符号に変換される。そして、既
述のように、この８ビット符号は符号化器２７によって
折返し２連符号のような最終的なパルス符号Ｙ１に変換
される。ここで、前置離散値Ｚ、から最終符号Ｙ、への
符号変１　　　　　　　　　　　　　　　　１換に適用
された変換則をまとめると次のようになる。

■偶数系列、ｚ　ｓ　−’：ｌ　ｍの場合：ｙＩ−ａｍ ■奇数系列、ｚ、−２ｍ＋１の場合・ ｌ ａ、Ｉｚ、Ｉ＞α又はｌ　ｚ、　−ｚ、、　　ｌ　＞１
　；１ Ｙ、　−ｍ ｂ、上記以外でＹ　＋−＋　−ｍ　＋　１　；Ｙ−″Ｙ
ｉ−１−１ Ｃ１上記以外でＹｉ−１ｍｍ十１； Ｙ、−Ｙ、■＋１ かかる変換則により得られた８ビツトの最終符号Ｙ、は
伝送路１１を通じて受信部３５の復号器３７に入力され
る。復号器３７は上記の変換則を逆方向に適用して８ビ
ット符号Ｙ、を９ビツトね号ｚ′、に戻し、これを復号
して振幅信号を得る。

この振幅信号はローパスフィルター５により振幅の不連
続が補間されて再生アナログ音声信号となり、アナログ
音声出力端子１７から出力される。

第２図はこの実施例の作用を示す。同図において、波形
Ａは原アナログ音声信号を示す。ここでは、原信号Ａは
上記■ａ、の条件を満たさない程度に小振幅かつ小電力
であると仮定する。実際の音声信号もこの仮定を満たす
頻度が高い。この原信号Ａは８ｋＨｚでサンプリングさ
れ前置量子化される。ここでは、説明の便宜から前置量
子化ステップ数を１０ステツプとしている。これにより
得られた前置離散値ｚｌは、例えば８．９．９．８．７
、・・・というように１ステツプずつ変化する。

尚、この前置離散値ｚ１を２で割った商ｍは、図示のよ
うに４．４．４．４．３、・・・である。

偶数系列の前置離散値ｚ１、例えば２゜ＳＺ３一８．８
については、商ｍｗ−４，４がそのまま最終符号Ｙ。、
Ｙ３−４．４となる。

奇数系列の前置離散値Ｚ１については、その商ｍと１周
期前の最終符号Ｙ１−１との関係によって適用する変換
式が異なる。例えばＺ２　、Ｚ４−９．７については、
商ｍ−４，３と１周期前の最終初号Ｙ、　、Ｙ３−５．
４との関係は、上記■ｂ、の条件Ｙ、−１−ｍ＋１を満
たす。従って、変換式ＹＩ−Ｙｉ−１’が適用されて、
Ｙ２、Ｙ４−４．３となる。一方、例えばｚ　１ｍ−９
については、商ｍ−４と前の最終符号Ｙ。−４との関係
は、上記■Ｃ３の条件Ｙｌ−１≠ｍ＋１を満たすから、
変換式Ｙ−Ｙ　　　＋１が適用されて、Ｙｌ−５とな１
　　　　１−す る。

こうして、４．５．４．４．３、・・・という最終符号
Ｙ、が得られる。その復号においては、上記変換則が逆
方向に適用される。即ち、当該最終符号Ｙ　と１周期前
の最終符号Ｙ１−１との関係に応して変換式が決まる。

この関係は最終符号Ｙ、の下に図示された矢印によって
示されている。

上向きの矢印は上記■仁の関係Ｙ、　−Ｙｌ−１＋１を
示す。例えば、Ｙｌ−５がこれに該当する。

この場合は、対応する関係”　ｉ−１ｍｍ＋１．２′１
−２ｍ＋１が変換式となる。但し、Ｙｉ−１ｍｍ＋１は
不等式のため変換式として使用できないから、これに矛
盾しない等式Ｙ　１−１−ｍを代わりに使用する。従っ
て、Ｙｌ−５を逆変換した離散値ｚ　１は ｚ′−２・Ｙｏ＋１ ９ となる。尚、Ｙ、１−ｍ−１を変換式として使用しない
のは、これを使用すると、逆変換によって求めた離散値
Ｚ、と前の離散値Ｚ１−１との差が２以上となってしま
うからである。

下向きの矢印は上記■ｂ、の関係Ｙ、　−Ｙｉ−１−１
を示す。例えば、Ｙ２−４がこれに該当する。

この場合は、対応する関係Ｙ　ｒ−ｔ　−ｍ　＋　１　
（つまりｍ−Ｙｉ−ｘ　−１）　、ｚ’　　１−２ｍ＋
１が変換式となる。従って、Ｙ２−４を逆変換した離散
値ｚ′２は ｚ’　２−２　（Ｙｌ−１）＋１ ＝１−９ となる。

水平の矢印は、奇数系列でないこと、つまり偶数系列で
あることを示す。何故なら、奇数系列ならば必ず前の最
終符号Ｙ１−１との間に＋１又は−１の差があるからで
ある。この場合は、偶数系列の関係式ｚ′ｌ−２ｍ−２
Ｙｉに従って変換が行われる。例えば、Ｙ３−４がこの
場合に該当し、逆変換後の離散値Ｚ’ａは Ｚ’　３−２Ｘ４ ８ となる。

このようにして、逆変換後離散値ｚ′、とじて、８．９
．９．８．７、・・・が得られ、これは前置離散値ｚ１
と同一となる。従って、量子化ステップ数を２倍にした
のと同様の量子化雑音の低減効果が得られる。

ところで、原信号Ａが上記■ａ、の条件を満たすような
大振幅、大電力の場合は、これは最終離散値Ｙ１の絶対
値及び変化量から検出でき、その場合には対応する関係
式ｚ’　、−２ｍ＝２Ｙ−が１ 変換式となる。この場合は量子化雑音の低減効果はない
が、人間の聴覚は量子化雑音を認識困難になるため、実
質的に問題はない。

ところで、上記実施例では上記■ａ、の条件にｚｌ　＞
α ここに、αは人間の聴覚特性に基づく振幅、なる条件を
含んでいるが、これは上記符号変換をコンピュータで実
行する場合に、雑音低減効果に影響を与えることなくコ
ンピュータの負担軽減を図るために導入した条件であり
、必ずしも必要ではない。上記符号変換をハードウェア
により実行する場合は、その構成を簡単化する上で上記
条件は無い方が望ましいであろう。

本発明は、基本的に量子１化ステップ数を増加させてい
ないので、−船釣に用いられてる圧仲則、例えばμ則や
Ａ則等を施した音声信号にも同等問題なく適用できる。

また、復号器として従来のＰＣＭ復号器を使用して、本
発明の逆変換を行わなくなくても、従来におけると同じ
量子化雑音にて復号が行なえる。

上記実施例では音声信号を対象に説明したが、本発明は
これに限定されるものではない。大レベル振幅、大電力
における量子化雑音がそれほど問題にならない信号であ
れば、本発明は音声信号の場合と同様の効果を奏するこ
とができる。またそのような信号でなくても、本発明の
適用は従来技術以上の量子化雑音を生じさせるものでは
ない。

従って、本発明はあらゆる種類の信号に適用できるもの
である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の方式は、量子化ステップ
数を増加させずに実質的にこれを２倍に増加させたと同
等の量子化雑音低減効果が得られる他、従来のＰＣＭ方
式との互換性も失っていないという卓越した利点を有す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るＰＣＭ方式の一実施例の構成を示
すブロック図、第２図は第１図の実施例の作用の説明図
、第３図は従来のＰＣＭ方式の構成を示すブロック図、
第４図は従来の方式における量子化雑音の説明図である
。 ５・・・標本化器、２３・・・前置量子化器、２５・・
・系列分離器、２７・・・符号化器、２９・・・量子化
変換器、３１．３３・・・遅延素子、３７・・・復号器
。 第１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、原信号から所定のサンプリング周期毎に得たサンプ
   ルを予定量子化ステップ数のＰＣＭ符号に変換するＰＣ
   Ｍ方式において、 前記サンプルを前記予定量子化ステップ数の２倍のステ
   ップ数で量子化して前置離散値を得る前置量子化手段と
   、所定の変換則の適用により前記前置離散値を前記予定
   量子化ステップ数の最終離散値に変換する符号変換手段
   とを有し、 前記変換則は、 偶数系列の前記前置離散値は２で割った商を前記最終離
   散値とし、 奇数系列の前記前置離散値は、当該前置離散値と１サン
   プリング周期前の前置離散値との間の変化の絶対値が１
   より大ならば、当該前置離散値を２で割った商を前記最
   終離散値とし、前記絶対値が１より大でなければ、当該
   前置離散値を２で割った商と１サンプリング周期前の前
   記最終離散値との大小関係に基づいて、前記１サンプリ
   ング周期前の最終離散値に＋１または−１の修正を加え
   た値を前記最終離散値とする、 ことを含むＰＣＭ方式。 ２、請求項１記載の方式において、前記変換則は、奇数
   系列の前記前置離散値は、当該前置離散値の絶対値が予
   め定めた基準値より大であれば、当該前置離散値を２で
   割った商を前記最終離散値とする、ことをさらに含むＰ
   ＣＭ方式。 ３、請求項１記載の方式において、前記ＰＣＭ符号の復
   号に当り、前記変換則の逆方向の適用により前記最終離
   散値を前記２倍の量子化ステップ数の離散値に変換する
   復号手段をさらに有するＰＣＭ方式。