JPH0372725A - ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイバーシティ受信装置に関し、特に符号量干
渉が生じる通信路を介して伝送されたディジタル信号を
より高品質で受信するダイパシティ受信装置に関する。

〔従来の技術〕

移動通信システム等、伝送路においてマルチパスによる
歪が生じる劣悪な伝送環境を介して高速ティジタル信号
伝送を実現するために多くの等化方式が検討されている
。これらの等化方式としては、判定帰還形等化器や最尤
系列推定器等がバースト伝送という条件の下で検討され
ている（例えば、プロアキス（Ｊ、　Ｇ、　Ｐｒｏａｋ
ｉｓ）　、ディジタル・コミ１ニケーシヨンズ（Ｄｉｇ
ｉｔａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）　、マグロ
ウヒル（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ）　、　１９８３）。

また、高品質の受信信号を得るためにダイバーシティ技
術がある。この技術の実現方法としては様々な方法が考
えられているが（例えば、桑原守二監修、“自動車電話
”′２社団法人電子通信学会編、昭和６０年）、複数の
アンテナを用いて同時に信号を受信し、受信信号に基づ
いて各アンテナで受信した信号を合成または選択する空
間ダイバーシティ方式が注目を集めている。この方式は
自動車車載用のラジオ受信器などに対して実用化されて
おり、高品質の受信信号を提供している。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、伝送路においてマルチパス歪が大きく現
われるような環境において、高速ディジタル信号のバー
スト伝送を行なう場合、従来の判定帰還形等化器や最尤
系列推定器等たけでは十分な受信信号品質を得ることが
できない場合が生じる。また、受信信号品質を向上する
ための１つの手段として、従来の技術の項に述べたよう
なダイバーシティ技術が知られている。従来から知られ
ているダイバーシティ技術は、遅延時間が伝送速度より
も大きいようなマルチパス歪はあまり考慮せず、受信信
号レベルに基づく合成もしくは選択等を行うものである
（例えば、桑原守二監修。

゛′自動車電話″１社団法人電子通信学会編、昭和６０
年）。この方式では、遅延時間が大きいマルチパス歪が
存在する場合にはそれほど大きな特性改善は得られない
。

また、遅延時間が大きいマルチパス歪が存在する場合に
、各ダイバーシティアンテナの受信信号を合成する方式
も検討されているが（例えば、渡辺。

゛マルチパス伝送路における適応受信方式″電子通信学
会技術研究報告、　Ｃ３７８−２０３，ｐｐ、５７〜６
４゜一 ピル・モンセン（Ｐ、　Ｍｏｎ５ｅｎ）　、　　”アダ
プティブ・イコライゼイション・オン・ザ・スロー・フ
ェージング・チャネル（Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｅｑｕａｌ
ｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｅＳｌｏｗ　Ｆａｄｉｎｇ
　Ｃｈａｎｎｅｌ）”、アイ・イー・イー・イー・トラ
ンザクション・オン・コミュニケーションズ（ＩＥＥＥ
　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎｓ）、Ｖｏｌ。

Ｃ０Ｍ−２２，Ｎｏ、８．　Ａｕｇ、　１９７４）、受
信機の構成が非常に複雑になってしまうという欠点があ
る。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のダイバーシティ受信装置は、Ｎ　（Ｎは２以上
の整数）個のアンテナと、これらアンテナのそれぞれか
らの受信信号に基づき前記受信信号の送信点から前記ア
ンテナのそれぞれまでの通信路特性をインパルスレスポ
ンスとして推定するＮ個の通信路特性推定器と、前記ア
ンテナのいずれか１つからの受信信号をこの受信信号に
基づき前記通信路特性推定器が推定した前記インパルス
レスポンスに基づき等化する等化回路と、前記通信路特
性推定器のそれぞれからの前記インパルス特性の酸分か
ら前記等化回路にとって有意となる戒６ 分と有意ではない成分とを検出し前記有意となる成分と
前記有意ではない成分とを区別して出力するＮ個の通信
路特性選別回路と、これら通信路特性選別回路からの入
力のそれぞれについて前記有意となる成分に対する前記
有意ではない成分の電力比を算出し前記電力比を最小に
する入力に対応する前記前記通信路特性選別回路及びア
ンテナを示す制御信号を出力する電力比演算回路と、こ
の電力比演算回路からの前記制御信号が示す前記アンテ
ナからの受信信号を選択して前記等化回路へ出力する第
１のスイッチと、前記電力比演算回路からの前記制御信
号が示す前記通信路特性選別回路からの前記有意となる
成分を選択して前記等化回路へ出力する第２のスイッチ
とを備えている。

又、本発明のダイバーシティ受信装置は、前記アンテナ
のそれぞれからの受信信号を準同期検波するＮ個の復調
回路と、これら復調回路のそれぞれからの検波信号をデ
ィジタル化して前記通信路特性推定器のそれぞれ及び前
記第１のスイッチへ出力するＮ個のＡＤ変換回路とを含
んで構成されていでもよい。

更に、本発明のダイバーシティ受信装置は、前記アンテ
ナのそれぞれからのバースト状の受信信号に対応して前
記ＡＤ変換回路のそれぞれが出力したディジタル信号を
一時記憶した後前記通信路特性推定器のそれぞれ及び前
記第Ｉのスイッチへ出力するＮ個の受信信号記憶回路を
含んで構成されていてもよい。

更に又、前記通信路特性推定回路は入力信号中のプリア
ンブルを用いて前記通信路特性を推定するように構成さ
れていてもよい。

〔作用〕

移動通信システム等で観測されるマルチパス歪は、送信
点からの直接波と多くの建物等で反射・散乱を受けた遅
延波が同時に受信されるために生じるものであり、この
ような歪が生じる通信路はマルチパス通信路と呼ばれて
いる。マルチパス通信路特性は、同一の場所で送信して
も受信地点が異なればその特性は異なったものとなり、
同一の場所で送信された信号であっても空間的に離れた
場所に複数の受信アンテナを設けて受信すれば、各アン
テナの受信信号に生じるマルチパス歪は異なったものと
なる。また、送受信点が見通しであれば、受信点では直
接波が最も強く受信されることになり、典型的な通信路
特性（インパルスレスポンス）は第２図に示すような特
性となる。しかしながら、送信点と受信点が見通しとな
らない場合には、受信点には直接波が全く届かなくなり
、受信信号は遅延波だけから構成されるため、通信路特
性（インパルスレスポンス）は第３図のような特性にな
ると考えられる。

このようなマルチパス歪を軽減する等化器を構成する１
つの方式として、マルチパス歪が発生する通信路特性を
推定し、その推定結果に基づいて等化器を構成する方式
がある。この方式では、原理的に通信路の推定が完璧に
行なわれれば、あらゆる通信路特性に対して、その通信
路特性と雑音とによって決まる理論限界特性まで特性を
高めることが可能である。しかしながら、非常に長い遅
延時間の遅延波が生じるような通信路に対しては９− ある程度の遅延時間の遅延波まで等化できるような等化
器を構成することが実用的である。このような実用的な
等化器では、許容された遅延時間以上の遅延時間を有す
る遅延波が生じた場合、その等化能力は著しく劣化して
しまう。

次に、通信路特性の推定について説明する。マルチパス
通信路特性（インパルスレスポンス）を推定する場合、
基準となる時刻をどの様に設定するかという問題がある
。よく用いられている手法としては、推定を行なう際に
、最も強く受信された波を基準として用いる手法がある
。例えば、５μ就までの遅延時間を有する遅延波まで等
化できる等化器を第２図の通信路に適用することを考え
る。この場合は、直接波が最も強く、かつ他の遅延波よ
りも早く受信点に到達するから、直接波を基準にして５
μ式以内の遅延時間を有する遅延波だけを推定すれば良
い。しかしながら、第３図のような特性の通信路では、
最も強く受信される波が最も早く受信点に到達するとは
限らない。従っ０− て、最も強く受信される信号を基準として通信路特性（
インパルスレスポンス）を推定するためには、±５μ就
の計１０μ式にわたって通信路特性を推定し、その中か
ら有意となる連続する５μ就にわたる通信路特性を抽出
し、抽出された結果に基づいて等化器を構威しなければ
ならない。

本発明では、各ダイバーシティアンテナからの受信信号
に基づいて送信点から各アンテナまでの通信路特性を推
定し、これらの推定結果から等化器にとって有意ではな
い成分の総電力と等化器にとって有意となる成分の総電
力を検出し、各通信路に対してその比（有意成分比＝有
意でない成分の総電力／有意成分の総電力）を求めてい
る。この比が小さければ、推定した通信路特性が等化器
にとって有意である成分が有意でない成分よりも大きく
、等化器の等化能力を越えない遅延波成分が多いことを
意味しており、逆に大きい場合は、等化器の等化能力を
越えた長い遅延波成分が多く存在していることになる。

従って、各アンテナからの受信信号から推定した各通信
路特性の有意成分此のうち最も小さい値となるアンテナ
を選択して、選択されたアンテナの受信信号だけを用い
て等化することにより、等化器の等化能力を最大限に利
用することができる通信路を選択して信号を受信するこ
とが可能となり、ダイバーシティ効果が生じて受信特性
を向上することができる。さらに、信号がバースト状に
伝送される場合には、例えば、各アンテナで受信された
信号をそれぞれＡＤ変換しメモリに記憶させた後、上述
の処理を行なうことによって受信特性の向上を図ること
が可能になる。

〔実施例〕

第１図に、２本のアンテナを有するダイバーシティ受信
機に本発明を適用した場合の第１の実施例のブロック図
を示す。

第１図において、１，２は受信アンテナ、３゜４は通信
路推定器、５，６は通信路特性選別回路、７は電力比演
算回路、８，１１はスイッチ、９は等化回路、ｌＯは出
力端子、１２．１３は復調回路、１４．１５はＡＤ変換
回路である。

次に、第１図の実施例の動作について説明する。

変調信号として２相位相変調信号を用いるとして以下説
明する。

アンテナ１，２で受信された信号は、それぞれ復調回路
１２．１３において準同期検波され、ＡＤ変換回路１４
．１５においてボーレートサンプルされてディジタル信
号に変換される。復調回路１２゜１３は、それぞれ、第
４図のように構成される。

このとき、アンテナ１又は２からの受信信号は発振器５
４からの局部信号及びこの局部信号をπ／２移相器５３
で移相した信号とミキサ５１，５２で周波数混合され、
復調信号は複素信号で与えられる。以下、複素信号を前
提として説明する。

ＡＤ変換回路１４．１５の出力は通信路特性推定器３，
４に入力される。通信路特性推定器３゜４では受信信号
中のプリアンブルを用いて送信点からアンテナ１，２ま
でのそれぞれの通信路が推定され、それぞれ通信路特性
選別回路５，６に出力される。このプリアンブルは、例
えば、周期１５の最大周期系列（Ｍ系列）を用いて第５
図のような３− ２５シンボルの系列を用いることができる。この２５シ
ンボルの系列と周期１５のＭ系列との相関関数は、第６
図のように一５Ｔ〜＋５Ｔ（Ｔはシンボル周期）に渡っ
てインパルスに近い形状になっている。このとき、通信
路特性推定器３，４は第７図に示すような構成となる。

入力端子８０に入力したＡＤ変換回路１３又は１４から
のデイク ジタル信号は、シフトレジスタ８５のタップから出力し
、レジスタ８４からのリファレンス系列であるＭ系列と
１５個の乗算器８１で掛算され、加算器８２で加算され
、出力される。プリアンブル０（第５図における先頭ビ
ット）に対応する受信信号がシフトレジスタ８５の最後
尾のタップから出力される時点から、プリアンブル２４
（第５図における最後尾ビット）に対応する受信信号が
シフトレジスタ８５の先頭のタップから出力されるまで
、相関操作を行う。このとき、出力端子８３には１１個
の相関値が得られ、これらの値は、近似的に±５Ｔに渡
る通信路インパルスレスポンスの推定値とみなすことが
できる。通信路特性推定４− 器３，４は、通信路インパルスレスポンスの推定路５，
６では、推定された通信路インパルスレスポンスから等
化器回路９に有意である成分と有意ではない成分とを選
別して電力比演算回路７に入力するとともに、有意とな
る成分をスイッチ１１に出力する。

ここで、等化回路９は長さ５まで通信路インパルスレス
ポンスによって生じる符号量干渉を等化できるものとす
れば、通信路特性選別回路５，６では通信路インパルス
レスポンスの推定値ｈ　３　（−５）八 〜ｈ３（＋５）、　ｈ４（−５）〜ｈ　４　（＋５）を
それぞれ次のよう（ｉ　＝−５、−４、・・・０，１）
　　・・・（１）を除＜ｂｓ（ｉ）である。これらの有
意でない成分路５，６からの各々の入力に基づいて有意
である成分と有意ではない成分の電力比（有意ではない
成分の電力／有意である成分の電力）を演算する。

ここで、電力比演算回路７で演算される電力比は、その
値が大きいほど等化回路９の等化能力を越えた遅延波成
分が大きく、電力比が小さいほど等化回路９で等化でき
る遅延波成分が多いことを意味様である。有意である成
分として、通信路インパ９で等化できる長さ５の通信路
インパルスレスポンスをｈ３（ｊ）〜ｈ、（ｊ”４）と
すると、ｈ、（ｊ）〜ｈｓ（ｊ＋４）は次式を満足する
。

別回路５，６からの入力に基づいて求められる電は６）
からの出力を等化回路９に出力するように制御する。ま
た、電力比演算回路７は、スイッチ８に対して、電力比
が小さくなる入力を与える通信Ｊ’ｈ回路（５または６
）に受信信号を入力しているダイバーシティアンテナの
受信信号を等化回路９に入力するように制御する。等化
回路９は、スイッチ１１からの入力を符号量干渉を与え
る通信路インパルスレスポンスとして捉え、この入力に
基づいて内部状態を設定する。以上の動作は、プリアン
ブル系列を受信したのちデータ信号が受信されるまでの
間に行う必要がある。

このように設定された等化回路９では、スイッチ８から
の入力信号を等化して出力端子１０に出力する。この等
化回路９の構成の一例として、ビタビアルゴリズムを用
いた最尤系列推定回路を用いることができる。この回路
は第８図のように構成できる。この回路は、ブランチメ
トリック演算回路９２とビタビプロセッサ９３と状態遷
移制御回路９８とから構成される。長さ５の通信路イン
パルスレスポンスに起因する符号量干渉を等化するビタ
ビプロセッサ９３のトレリス線図を第９図７ に示す。第９図において、時刻ｋにおける状態Ｓ　（Ｓ
Ｏ，ＳＬ、Ｓ２．Ｓ３；ｋ）は、ｋ番目のシンボルに対
して符号量干渉を与えうる全ての送信系列Ｓｏ、Ｓｌ、
Ｓ２゜Ｓ３で定義される。このため、時刻に→時刻に＋
１における状態遷移は、５つの送信シンボル系列Ｔｏ、
Ｔｌ。

Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４で定義できる。ここで、ＴＯ〜Ｔ３は
時刻ｋにおけるＳＯ〜Ｓ３であり、Ｔｌ−７４は時刻に
＋１におけるＳＯ〜Ｓ３である。例えば、Ｓ　（Ｓｏ、
Ｓｌ、Ｓ２．Ｓ３：ｋ）＝（＋１　、＋１、−１、−１
）からＳ　（ＳＯ，Ｓｌ、Ｓ２．Ｓ３；に＋１）＝（＋
１．−１．−１．＋１）への遷移は、（ＴＯ，Ｔｌ、Ｔ
２．Ｔ３．Ｔ４）＝（＋１．＋１．−１．−１．＋１）
で定義することができる。一般に、ビタビプロセッサは
、時刻に→時刻に＋１に生じうる全ての可能な状態遷移
に対応するブランチメトリックに基づいて復調を行うも
のである（例えば、ヘイズ（Ｊ、　Ｆ、　Ｈａｙｅｓ）
　　’“ザ・ビタビ・アルゴリズム・アプライド・トウ
・ディジタル・データ・トランスミ、）　ショ７　（Ｔ
ｈｅ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　Ａｐｐｌ
ｉｅｄＴｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｄａｔａ　Ｔｒａｎｓｍ
ｉｓｓｉｏｎ）　”　、アイ・イー・イー・イー（ＩＥ
ＥＥ）、コミュニケーション・ソサエティ（Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎＳｏｃｉｅｔｙ）、１９７５．Ｎｏ、
１３）。第８図の１８− 等化回路９において、全ての可能な状態遷移に対応する
ブランチメトリックは次のようにして求めることができ
る。まず、状態遷移制御回路９８は、此こりうる全ての
可能な（ＴＯ，ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ／Ｉ）を順次出力
し、求めるべき状態遷移に対応するブランチメトリック
の演算を開始させる。例えば、（ＴＯ。

ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４）として（＋１．＋１．−１．
−１．＋１）が出力された場合には、Ｓ　（ＳＯ，Ｓｌ
、Ｓ２．Ｓ３；ｋ）＝（＋１．＋１゜１、−１）からＳ
　（Ｓｏ、Ｓｌ、Ｓ２．Ｓ３；に＋１）＝（＋１．−１
．−１　、＋１）への遷移に対応するブランチメトリッ
クを求めることを示す。状態遷移制御回路９８は、まず
、通信路インパルスレスポンスによって定められるブラ
ンチメトリック成分を演算するブランチメトリック固定
成分演算回路９５とブランチメトリック合成回路９６と
に（ＴＯ，ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４）の組を出力する。

ブランチメトリック固定成分演算回路９５とブランチメ
トリック合成回路９６とは、入力された（ＴＯ，ＴＩ、
Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４）に基づく状態遷移に対応するブラン
チメトリックを演算し、ビタビプロセッサ９３に出力す
る。状態遷移制御回路９８は、１９ ビタビプロセッザ９３に対しても（ＴＯ，ＴＩ、Ｔ２．
Ｔ３．Ｔ４）を出力する。ビタビプロセッサ９３は、ブ
ランチメトリック合成回路９６から入力されるブランチ
メトリックを状態遷移制御回路９８から入力される（Ｔ
Ｏ，Ｔｌ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４）で規定される状態遷移に
対応するものとして入力し、ビタビアルゴリズムに基づ
いて処理を行う。以上の操作を順次繰り返して、ビタビ
プロセッザ９３は、データを判定して、出力端子ＩＯに
出力する。

ブランチメトリック演算回路９２は、整合フィルタ９４
．ブランチメトリック固定成分演算回路９５とブランチ
メトリック合成回路９６で構成される。整合フィルタ９
４は、第１Ｏ図のように５タツプのトランスバーサル型
フィルタで構成できる。タップ係数１１１５〜１１１９
は入力端子９１を介してスイッチ１１から得られる有意
である戒から入力し、これらの共役複素をとり時間反転
させたものである。ブランチメトリック固定成分演算回
路９５は、入力端子９１を介してスイッチ１１０ から得られる有意である成分ｈ（ｊ）〜ｈ　（ｊ＋４）
を用によりｒ（１）〜ｒ（４）を求める。ここで、＊は
共役複素を示す。ｒ（１）〜ｒ（４）と状態遷移制御回
路９８から入力される全ての可能なＴＯ，Ｔｌ、Ｔ２．
Ｔ３．Ｔ４との組み合わせから、ＴＯ，ＴＩ、、、Ｔ２
．Ｔ３．Ｔ４で規定される状態遷移に対応するブランチ
メトリック固定成分ｂ（ＴＯ，ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４
） を得る。但し、Ｔｋは＋１もしくは−１の値をとる。さ
らに、ブランチメトリック合成回路９６は、ブランチメ
トリック固定成分演算回路９５から出力されるブランチ
メトリック固定成分と整合フィルタ９４の出力を用いて
、第９図の各状態遷移に対応するブランチメトリックを
求めてビタビプロセッサ９３に出力する。この回路は第
１２図のように構成することができる。第１２図のブラ
ンチメトリック合成回路９６では、入力端子１３０から
整合フィ１− ルタ９４の出力が入力される。また、入力端子１３１に
はブランチメトリック固定成分演算回路９５からＴｏ−
Ｔ４で規定されるブランチメトリック固定成分ｂ（Ｔｏ
、ＴＩ、Ｔ２゜Ｔ３　、Ｔ４）が入力される。さらに、
入力端子１３２には状態遷移制御回路９８からのＴ４が
入力される。

このとき、整合フィルタ９４の出力をｚ　（ｋ）とすれ
ば、ブランチメトリック合成回路９６は、乗算器１３５
、加算器１３６．実成分抽出回路１３７により Ｒｅａｌ（Ｔ４ｘｚ（ｋ）＋ｂ（Ｔｏ、Ｔｌ、Ｔ２．Ｔ
３．Ｔ４））　　−（４）を求め、出力端子１３３にＴ
Ｏ，Ｔｌ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４によって定められる状態遷
移のブランチメトリックとして出力する。以上のような
ブランチメトリック演算回路９２は、プロセッサを用い
ても容易に実現することは可能である。

以上、第１図に示す実施例について説明した。

第１３図に、２本のアンテナを有するダイバーシティ受
信機でバースト状に伝送された信号を受信する場合に本
発明を適用した第２の実施例のブロック図を示す。

２ 第１３図において、１００はバーストタイミング発生回
路、１０１，１０２は受信信号記憶回路、１０３．１０
４は復調回路、１０５．１０６ハＡＤ変換回路、その他
の各回路は第１図におけるそれらと同じ回路である。

第１３図に示す実施例は、ＴＤＭＡ通信のようなバース
ト通信の場合の実施例である。このようナパース）通信
の場合、バーストタイミング発生回路１００は、制御チ
ャネルなどを用いてあらかじめ定められたタイムスロッ
ト番号に基づいて、受信すべきタイムスロットが送信さ
れてくる時刻に１バ一スト分の信号を記憶するように、
復調回路１０３，１０４、ＡＤ変換回路１０５，１０６
及び受信信号記憶回路１０１，１０２を制御する。

復調回路１０３，１０４及びＡＤ変換回路１０５゜１０
６は、以上のようなバーストタイミング発生回路１００
の制御に基づいて動作し、各ダイバーシティブランチに
おけるボーレートサンプルされた受信信号が受信信号記
憶回路１０１，１０２に記憶される。以上の動作及びそ
のための構成が第１図に示した実施例の動作及び構成と
異なっており、受信信号記憶回路１０１，１０２に記憶
された信号に対して、第１図におけるＡＤ変換回路１４
゜１５０出力信号に対する処理と同様の処理を行なう。

このような構成にすると、受信バーストを１度記憶しで
あるため、ダイバーシティブランチ選択の処理を比較的
低速で行うことが可能になる。

以上第１３図に示す実施例について説明した。

以上説明した第１の実施例及び第２の実施例は、いずれ
も２本のアンテナを有するダイバーシティ受信機に本発
明を適用した場合の実施例であるが、３本以上のアンテ
ナを有するダイバーシティ受信機の場合も、アンテナの
数にあわせて通信路特性推定器１通信路特性選別回路等
を増設することにより、第１の実施例あるいは第２の実
施例と同様な本発明の実施例を得ることができる。

又、第１図に示す実施例において、等化回路９の代りに
変調波用の等化回路を用い、アンテナ１．２からの受信
信号を直接スイッチ８に入力するようにしても同じ効果
が得られる。但し、この場合も通信路特性推定器３，４
への入力信号は何等かの復調信号である必要がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、送信点から各アンテナま
での通信路特性を各アンテナからの受信信号に基づき各
通信路特性推定器によって推定し、推定した通信路特性
（インパルス応答）から等化器にとって有意ではない成
分と有意となる成分とを各通信路特性選別回路によって
検出し、有意となる成分の比が大きい通信路特性をもつ
アンテナからの受信信号だけを等化することにより、あ
る程度の遅延時間の遅延波まで等化できる実用的な等化
器を用いてマルチパス歪を受けた信号を高品質で受信で
きる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は送受信点間が見通しである場合の典型的なマルチパ
ス通信路のインパルスレスポンスを示す図、第３図は送
受信点間が見通しにならな２５ い場合の典型的なマルチパス通信路のインパルスレスポ
ンスを示す図、第４図は第１図における復調回路１２．
１３のブロック図、第５図は最大周期系列を用いたプリ
アンブル系列の例を示す図、第６図は第５図のプリアン
ブル系列の中央の１５シンボルをリファレンス系列とし
た場合のリファレンス系列とプリアンブル系列との相関
係数を示す図、第７図は第１図における通信路特性推定
器３．４のブロック図、第８図は同じく等化回路９のブ
ロック図、第９図は第８図におけるビタビプロセッザ９
３のトレリス線図、第１Ｏ図は第９図における整合フィ
ルタ９４のブロック図、第１１図は同じくブランチメト
リック固定成分演算回路９５のブロック図、第１２図は
同じくブランチメトリック合成回路９６のブロック図、
第１３図は本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。 ■、２・・・・・・アンテナ、３，４・・・・・・通信
路特性推定器、５，６・・・・・・通信路特性推定回路
、７・・・・・・電力比演算回路、８，１１・・・・・
・スイッチ、９・・・・・・等化回路、１０・・・・・
・出力端子、１２．１３，１０３゜２６＝ １０４・・・・・・復調回路、１４，１５，１０５，１
０６・・・・・・ＡＤ変換回路、１００・・・・・・バ
ーストタイミング発生回路、１０１，１０２・・・・・
・受信信号記憶回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナと、これらア
   ンテナのそれぞれからの受信信号に基づき前記受信信号
   の送信点から前記アンテナのそれぞれまでの通信路特性
   をインパルスレスポンスとして推定するＮ個の通信路特
   性推定器と、前記アンテナのいずれか１つからの受信信
   号をこの受信信号に基づき前記通信路特性推定器が推定
   した前記インパルスレスポンスに基づき等化する等化回
   路と、前記通信路特性推定器のそれぞれからの前記イン
   パルス特性の成分から前記等化回路にとって有意となる
   成分と有意ではない成分とを検出し前記有意となる成分
   と前記有意ではない成分とを区別して出力するＮ個の通
   信路特性選別回路と、これら通信路特性選別回路からの
   入力のそれぞれについて前記有意となる成分に対する前
   記有意ではない成分の電力比を算出し前記電力比を最小
   にする入力に対応する前記前記通信路特性選別回路及び
   アンテナを示す制御信号を出力する電力比演算回路と、
   この電力比演算回路からの前記制御信号が示す前記アン
   テナからの受信信号を選択して前記等化回路へ出力する
   第１のスイッチと、前記電力比演算回路からの前記制御
   信号が示す前記通信路特性選別回路からの前記有意とな
   る成分を選択して前記等化回路へ出力する第２のスイッ
   チとを備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置
   。 ２、前記アンテナのそれぞれからの受信信号を準同期検
   波するＮ個の復調回路と、これら復調回路のそれぞれか
   らの検波信号をディジタル化して前記通信路特性推定器
   のそれぞれ及び前記第１のスイッチへ出力するＮ個のＡ
   Ｄ変換回路とを含むことを特徴とする請求項１記載のダ
   イバーシティ受信装置。 ３、前記アンテナのそれぞれからのバースト状の受信信
   号に対応して前記ＡＤ変換回路のそれぞれが出力したデ
   ィジタル信号を一時記憶した後前記通信路特性推定器の
   それぞれ及び前記第１のスイッチへ出力するＮ個の受信
   信号記憶回路を含むことを特徴とする請求項２記載のダ
   イバーシティ受信装置。 ４、前記通信路特性推定回路は入力信号中のプリアンブ
   ルを用いて前記通信路特性を推定することを特徴とする
   請求項２又は３記載のダイバーシティ受信装置。