JPH0360516A - 光電スイッチの受光回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 本発明は、光電スイッチの受光素子によって生じた光電
流を検出信号として処理するための、信頼性・応答性の
高い受光回路の改良に関する。

〔従来の技術〕

−ｇに光電スイッチでは一定波長の光を受けた場合に受
光素子によって生じた光電流を増幅し、一定レベル以上
にある信号を検出信号として物体の存否を判定するが、
光源までの距離や光源自体の強弱とい、う原因によって
、電流の増幅方法を一定にした場合には不都合が生じる
。即ち、能動素子を用いた場合の増幅については、和動
増幅と、差動増幅の２つの手段があるが、光電流が弱い
場合には差動増幅は適さないし、反対に光電流が強い場
合にはより精度の高い差動増幅を採用するのが好ましい
。したがって、光電スイッチにおいては両増幅手段を適
宜切り替えることができるように回路構成をすることが
要求される。

本発明者はこれらの条件を考慮し、さらに集積回路化を
も図るべく、第１０図に示すような受光回路を開発した
（特願昭６３−２７３９１５号参照）。図において、１
は受光信号をある程度増幅した後に検出信号の電圧レベ
ルまで増幅するための差動増幅形の交流アンプ、２は増
幅後の検出信号出力である。また、ａは受光回路と可変
抵抗ＶＲとを接続する配線、ｂ、ｃは電源ラインである
。

ここで、２分割されたフォトダイオードＰＤＩ、ＰＯ２
はそれぞれトランジスタｑ２１　、ｑ２２による一対の
差動増幅回路に入力されているが、いま外部の可変抵抗
ＶＲの電圧をＯＶ、即ち可変抵抗ＶＲの中点をＧＮＤ側
に接続した場合にはトランジスタｑ２３、ｑ２４、ｑ２
５、Ｑ２１およびダイオードｄ１、ｄ２は全てカットオ
フの状態となる。一方トランジスタｑ２６とｑ２７とは
カレントミラーを構成しているので、トランジスタｑ２
６にはトランジスタｑ２７と同し大きさの電流が流れよ
うとするが、ここで抵抗ｒ２１〉ｒ２２の条件に設定す
れば、トランジスタｑ２６には規定の定電流を流すこと
ができなくなるため、飽和してしまい、オンのときと同
じ状態になり、トランジスタｑ２６のインピーダンスは
殆ど零になる。したがって、フォトダイオードＰＤ１、
ＰＯ２で発生した光電流は、それぞれトランジスタＱ２
１、ｑ２２で等分に増幅され、コレクタ電流は共にダイ
オードｄ３、ｄ４で抵抗ｒ２１に集められるので、結果
として再出力を増幅した後に加算した値とする和動増幅
回路として機能する。

これに対し、可変抵抗ＶＲを調整して配線ａの印加電圧
を電源電圧まで上昇させてゆくと、トランジスタｑ２３
の工ａ　ツタ電位とトランジスタｑ２１のコレクタ電位
は上昇し、トランジスタｑ２１を通じてｑ２６のカレン
トミラーに電流が供給されるため、トランジスタｑ２１
とｑ２２とは差動増幅回路として機能する。即ち、トラ
ンジスタｑ２１のベースが正の入力側、トランジスタｑ
２２のベースが負の入力端にあるので、トランジスタｑ
２１のベースは抵抗ｒ２３を通して固定電位の２ＶＦに
維持され、これが差動増幅回路のバイアス点になる。従
って配線ａの電位が２ＶＦになるまではフォトダイオー
ドＰＤＩ　。

ＰＯ２の出力を加算し、２ＶＦを越えれば減算を行うと
いう構成である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来の回路では電流増幅が本質的機能であるトラン
ジスタを用いているにもかかわらず、和動・差動の何れ
についても受光信号を電圧値として捉え、抵抗ｒ２１に
集められるという電圧合成によっている。従って、回路
上では第１１図に示すように、不確定なインピーダンス
を無視することはできず、周波数特性においても ｆ＝１／（２πＲＬ　Ｃｏ　） が成立するが、性能はインピーダンスＲＬに依存しなけ
ればならないため、応答性が極めて悪い。

即ち、受光回路の応答性が低いので、光電スイッチ自体
の受光タイミングを落とさなければならず、他の光電ス
イッチや外的要因によって誤動作を起こす危険性が高く
、信頼性を確保することができない。また、受光信号は
インピーダンスＲＬに依存するので、外乱光によってフ
ォトダイオードが飽和してしまうという問題もある。

本発明ではこのような従来の課題を解決しようとするも
ので、受光信号を電圧合成によらず、電流合成すること
によって応答性を向上させ、さらに信頼性を極めて高く
することができる光電スイッチの受光回路を提供するこ
とを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記目的を達成するために、第１の手段とし
て２つのＰＮＰ　ｌ−ランジスタＱ１・Ｑ２からなるカ
レントミラーの１次出力側に受光素子を接続すると共に
、上記カレントミラーの２次出力側を検知出力とし、上
記受光素子はＰＮからなるフォトダイオードにさらに薄
膜のＰＤを成長し、これら２つのＰＤを接地してＮ層か
ら出力を取り出すという手段を用いた。

また第２の手段として、一の受光素子ＰＤＩを１次出力
側に接続した第１のカレントミラーｑ４・ｑ５と、他の
受光素子ＰＤ２を１次出力側に接続し、さらに２次出力
側を上記第１のカレントミラーのｌ吹出力側に接続した
第２のカレントミラーとからなり、上記２つの受光素子
ＰＤＩ　　・ＰＯ２で発生する光電流の差動電流を上記
第１のカレントミラーの２次出力側から取り出すという
手段も用いている。

さらに、この第２の手段において、電源間に可変抵抗Ｖ
Ｒを設け、この可変抵抗の中点電位によって第２のカレ
ントミラーの１次出力と他の受光素子ＰＤ２との間に設
けたトランジスタｑ８を増幅可能とするという手段も用
いた。

〔作　　　用〕

第１の手段におけるＰＮＰトランジスタで構成されたカ
レントミラーにおいては、１次出力と２次出力とは同じ
値の電流が流れるので、受光素子で発生した光電流と同
じ電流が検知出力として取り出されるという機能を行う
。一方、受光素子ではＰＮ層にさらに薄膜のＰＤを成長
しているので、２つのＰＮ接合が形成され、それぞれに
おいて光電流が発生するという作用を奏する。また、表
面のＰＤは薄膜であるから機能する波長が異なり、短波
長で作動することから、１つの受光素子として考えた場
合には幅の広い波長帯で作動する受光素子として機能す
る。

また、第２の手段においては、第１のカレントミラーの
１次出力と第２のカレントミラーの２次出力を接続し、
第２のカレントミラーの２次出力を他の受光素子に接続
しており、これによって第１のカレントミラーの２次出
力がら２つの受光素子で発生した光電流の差動電流を取
り出すという機能を行うものである。

さらに、第２の手段においては、可変抵抗ＶＲの中点電
位を変化させることによって増幅回路の機能を変更して
いる。即ち、中点電位を低くすれば第１のカレントミラ
ーに対して２つの受光素子の光電流を加算した電流が流
れるという和動増幅の作用を行い、電位を上昇するにつ
れて第２のカレントミラーから受光素子に電流を供給し
て、別のカレントミラーに流れる電流を抑制するという
機能を行う。

また、中点電位をさらに上昇すると、一の受光素子に流
れる電流は他の受光素子に流れる増幅電流によって制限
され、その差電流が別のカレントミラーに流れるという
差動増幅作用を行う。

〔実　施　例〕

以下、本発明の受光回路の一実施例を添付した図面に従
ってさらに詳述する。

先ず、本発明の基本的内容は第１図に示す回路図で表現
される。ここで、Ｑｌ、Ｑ２はＰＮＰ　トランジスタで
、ベースを共通としたカレントミラーに構成され、光信
号を電流値の変化として捉えたものである。このように
回路を構成した場合には、フォトダイオードに入光がな
いときにはトランジスタＱ１、Ｑ２のベース電流が流れ
ないので、カレントミラーはカットオフの状態のままで
あり、出力されない。ところが、フォトダイオードが光
を受けて電流が流れると、トランジスタＱ１およびＱ２
のベースには同じ量の電流が流れるため、２つのトラン
ジスタのコレクタ電流は同じ値となることから、回路出
力はフォトダイオードの光電流に対応する電流値の変化
として捉えることができる。また、同回路の周波数特性
は、 ｆ　＝１／　　（２ｙｃＲｏ　　Ｃｏ　　）で表され、
インピーダンスＲＬには依存しないことが明確である。

ここで、Ｒ８はバイアス抵抗、ＲＤはトランジスタＱ１
．０２の接線抵抗であるが、この接線抵抗は第４図に示
すように非常に小さいものであるから、回路の応答性が
飛躍的に向上することが理解できる。Ｃ０はフォトダイ
オードのキャパシタンスである。なお、検知出力として
はトランジスタＱ２のコレクタ電流によって抵抗ＲＬに
電位を発生させるようにしているので、最終的には抵抗
ＲＬに影響されることになるが、あくまでも電位を発生
させることのみを目的としているので、周波数特性に悪
影響を及ぼすものではない。

次に、第３図は第１図に示した本発明回路と、第１１図
に示した従来回路との周波数特性を比較したグラフであ
る。ここにおいて、相対出カフ０％を実使用域とすれば
、従来回路では５０ＫＨ２までしか応答することができ
ないのに対し、本発明回路では約５ＭＨ２まで応答する
ことが可能であり、２桁程度も周波数特性を改善するこ
とができる。

本発明回路では上述した第１図のように、トランジスタ
の本質的な機能である電流増幅に着目して、フォトダイ
オードで発生する光電流に対応する電流を取り出すこと
によって回路の応答性を向上したものである。この結果
、新たにシールド層を形成してフォトダイオードを静電
ノイズから保護すると共に、このシールド層によって発
生する光電流をも積極的に利用する構造を採用すること
を可能とする。即ち、本発明回路に利用するフォトダイ
オードの積層構造を第４図に示す。図は受光回路全体を
含めてエピタキシャル成長したＩＣのフォトダイオード
部分の断面で、ｓｕｂ層であるＰＤの上にｅｐ層である
０層を成長し、さらにｓｐ層であるＰＤを成長させて、
ｅｐ層からカソードを、ｓｐ層からアノードを取り出し
ている。なお、アノードはｓｕｂ層と共に接地されてい
る。このように構成すればｓｐ層がシールドとして機能
するため、外部からの静電ノイズなどによる影響を受け
ることはない。ところが、シールドを設けない場合には
光電流の発生はｅｐ−ｓｕｂ間のみであったものが、シ
ールドを設けたために５ｐ−ｅｐ間でも光電流が発生す
るようになる。両者の関係は、層厚の差によって、ｅｐ
−ｓｕｂ間では長波長の光を受けて機能し、５ｐ−ｅｐ
間では短波長を受けて機能するが、５ｐ−ｅｐ間ではｅ
ｐ−ｓｕｂ間に比べてキャパシタンスが非常に増大する
。従って、従来の電圧を検出要素とした回路構成ではシ
ールドによってノイズの影響を防止することができても
、回路全体の応答性を考慮して５ｐ−ｅｐ間で発生する
光電流は利用していなかった。しかし、本発明回路では
電流を要素として検知信号出力を取り出しているので、
回路インピーダンスの影響を受けることがない。そこで
、従来は利用していなかった５ｐ−ｅｐ間の光電流も用
いることとした。従って、フォトダイオード全体の出力
は、５ｐ−ｅｐ間の光電流とｅｐ−ｓｕｂ間の光電流を
加算した値となるので、従来に比べて対応波長域が拡が
ると共に、出力を増加させることができる。

第５図は本発明回路で用いるフォトダイオードを回路図
として示したもので、第６図はこれらによって発生する
光電流を示したグラフである。

次に、上述した第１図の基本回路を応用して、２つのフ
ォトダイオードを用い、それぞれのフォトダイオードで
発生した光電流を合成して検知信号出力とする受光回路
を第７図に示す。ここにおいて、ａ、ｂ、ｃはそれぞれ
配線を示し、ａは可変抵抗ＶＲの配線ライン、ｂＳｃは
電源ラインである。また、この配線を境界として電源と
反対側をＩＣ化することを予定している。

図中のトランジスタｑ１・ｑ２、トランジスタｑ４・ｑ
５、およびトランジスタｑ６・ｑ７はそれぞれカレント
ミラーを構成している。受光素子であるフォトダイオー
ドはＰＤＩ　　・ＰＯ２の二分割としており、これらに
よって生じた光電流は台底されて交流アンプ１へ入力さ
れ、出力ライン２から検知信号として出力される。以下
、トランジスタｑ４・ｑ５で構成されたカレントミラー
を第１のカレントミラーとし、トランジスタｑ６・ｑ７
で構成されたカレントもラーを第２のカレントミラーと
する。

いまここで、可変抵抗ＶＲの電位を基準として回路動作
を説明すると、先ず可変抵抗ＶＲの中点電位を０即ちＧ
ＮＤ側に接続すれば、トランジスタｑ１・ｑ２のベース
電位、トランジスタｑ６のエミッタ電位、およびトラン
ジスタｑ８のベース電位の関係でこれらには電流が流れ
ず、トランジスタｑ７もカットオフの状態となる。従っ
て、フォトダイオードＰＤＩ・ＰＯ２で発生した光電流
の合計（Ｌ＋Ｉｇ）はトランジスタｑ４の工もツタ・ベ
ース間を流れることになる。ここで、第１のカレントミ
ラーにおいて、２次出力であるトランジスタｑ５のコレ
クタ電流は１次出力であるトランジスタｑ４のベース電
流と同じ値、即ち（Ｉｔ　＋　ｂ）となり、これによっ
て抵抗ｒ３に電位が生じ、交流アンプ１を介して出力ラ
イン２から検知信号が出力されるという和動増幅回路と
して機能する。続いて可変抵抗ＶＲの中点電位を徐々に
上げてゆくと、第２のカレントミラーであるトランジス
タｑ６・ｑ７およびトランジスタｑ８に電流が流れ始め
るが、その分だけ第１のカレントミラーの１次出力であ
るトランジスタｑ４のベース電流は減少する。従って、
抵抗ｒ３の電位は下がってゆき、第２のカレントミラー
の１次出力であるトランジスタｑ６およびトランジスタ
ｑ８の増幅電流とフォトダイオードＰＤＩ　　−ＰＯ２
の光電流が均衡したところで加算出力は０になる。

さらに続いて中点電位を上げてゆくと、カレントミラー
を構成しているトランジスタｑ１・ｑ２のベース電流を
制限していた抵抗ｒ１に打ち勝ってこれらにもベース電
流が流れ始めるので、トランジスタｑ３にもコレクタ電
流が流れ、第２のカレントミラーの１次出力であるトラ
ンジスタｑ６のコレクタ電流を吸収することになる。従
って、第１のカレントミラーの１次出力であるトランジ
スタｑ４のベースにはこれに相応した電流が流れる。一
方、ダイオードとして機能するトランジスタｑ９にはト
ランジスタｑ８のエミッタ電流が供給されることによっ
て逆バイアスがかかるのでカットオフとなることから、
トランジスタｑ４のベース電流はフォトダイオードＰＤ
２の光電流には依存せず、専らフォトダイオードＰＤＩ
の光電流Ｉ、にのみ依存することになる。

さらにまた可変抵抗の中点電位を上げると、トランジス
タｑ８にはより多くの電流が流れようとするが、その分
だけフォトダイオードＰＤ２に規制されてしまう。従っ
て、第２のカレントミラーの１次出力であるトランジス
タｑ６のコレクタ電流も制限をうけ、結果的に第１のカ
レントミラーの１次出力であるトランジスタｑ４のベー
ス電流も制限される。即ち、トランジスタｑ４のベース
に流れる電流は（ｘ、＝ｈ）という差電流になり、差動
増幅回路として機能する。なお、和動増幅と差動増幅と
のバイアス点は可変抵抗ＶＲの中点電位であるＶＤ＋。

／２付近になる。第８図は可変抵抗ＶＲの電位と受光出
力の関係で、傾斜Ａは和動増幅を示し、傾斜Ｂは差動増
幅を示している。ここにおいて、電位Ｖａｎ／２付近の
波線で囲まれた範囲は実使用時においては信頼性が低い
ため、使用しない。

またさらに、本発明回路では受光回路の次段にある交流
アンプ１のゲインを可変抵抗ＶＲの変化によって調整す
ることも可能である。ここに、交流アンプ１の定電流源
であるトランジスタｑｌｏのエミンタ電位は抵抗ｒ４を
通して配線ａに接続されているので、配線ａの電位がＯ
Ｖ、即ち可変抵抗ＶＲの中点がＧＮＤ側のときにトラン
ジスタｑｌＯの定電流源には最大電流が流れ、約１５０
ｍＶになればほとんど流れなくなる。また、交流アンプ
１の差動増幅回路の増幅率はトランジスタｑｌＯの定電
流源に比例するので、外部の可変抵抗ＶＲによって交流
アンプ１のゲインを変化させることが可能となる。

従って、この回路では配線ａに印加する直流電圧によっ
てゲインが可変できるので、他の回路からの制御電圧に
よってゲインをコントロールしたり、遠方から直流電圧
を与えてリモートコントロールを行うことも可能である
。

いまここで、本発明回路を用いて光電スイッチをｌアン
プのＩＣとして構成することにすれば、配置１Ｊａの一
部でＩＣの内部回路と外付は回路とに分割するだけで、
１端子で上述の機能を兼用できることになり、端子数の
大幅な削減が可能になる。

第９図に本発明回路を配線ａで分割して集積回路を構成
する場合のブロック図を示す。図中、３は受光回路、４
は交流アンプ、ＣＰＭＩ〜ＣＰＭ３はコンパレークで、
ＣＰＭＩとＣＰＭ３によって安定レベルを判別して安定
出力信号として安定表示回路５に入力すると共に、ＣＰ
Ｍ２によって動作レベルを判別して検出信号とし、検出
回路６および出力回路７に入力する。なお、点線で囲ん
だ範囲はＩＩＬ回路として構成することができる部分で
ある。

〔発明の効果〕

本発明では、能動素子であるトランジスタの本質的な機
能としての電流増幅に着目し、カレントミラーの１次出
力に受光素子を、２次出力を検知出力としたので、受光
素子で発生した電流の変化がそのまま検知出力としてと
らえることができ、応答性を非常に向上させることが可
能となった。

また、電流を検出要素としたので、周波数特性は回路に
おけるインピーダンスに影響されることがなく、従来と
比較して飛躍的に応答性を向上することができた。即ち
、実使用においても投光・受光の同期に用いる周波数帯
が２桁程度向上するので、たとえば蛍光灯の点滅周期や
他の機器の影響を全く受けることがなく、これらが原因
となる誤動作を防止できる信頼性の高い受光回路とする
ことができる。また、受光周期を速めることによって、
光電スイッチの応答速度を上げることも可能となる。さ
らに、ＰＭ層からなるフォトダイオードの表面にさらに
ＰＭを設け、これら２つのＰＤを接地したため、静電ノ
イズの影響を受けなくなると共に、出力も増大し、光電
スイッチとしての性能が大幅に向上する。

また、第２の手段においては、第１のカレントミラーの
１次出力と第２のカレントミラーの２次出力を接続し、
第２のカレントミラーの２次出力を他の受光素子に接続
するという回路構成としたので、２つの受光素子で発生
した電流の差動電流を第１のカレントミラーから取り出
すことができ、応答性のよい受光回路とすることができ
る。さらに、カレントミラーによって電流を要素として
扱っているので、電圧を要素とする場合に比較して抵抗
の数を削減することができ、抵抗が拾うノイズを減少さ
せることが可能となると共に、回路をＩＣ化した場合に
は抵抗の数が少ないので実装面４゜ 積を小さくすることも可能となる。さらにまた、抵抗を
削減できることは回路内でフィードバックループの発生
を回避することになるので、予定外の応答をすることが
なく、確実なコントロールが可能になるなど、信頼性の
向上に資することができる。

また、可変抵抗によって電源電圧からＯまでの電位によ
ってトランジスタを増幅し、これによって電流の経路を
適宜変更することができるようにし、電位が低いときは
和動電流を、電位が高いときには差動電流を取り出すよ
うにしたので、効率のよい、精度の高い検知出力を得る
ことができるなど、従来にはなかった数多くの効果を奏
することができる光電スイッチの受光回路を提供するこ
とができた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本的内容を示す回路図、第２図は受
光素子の接線抵抗を示すグラフ、第３図は本発明回路と
従来の周波数特性を比較したグラフ、第４図は本発明で
用いるフォトダイオードの積層構造を示した断面図、第
５図はその理論回路図、第６図はその出力特性グラフ、
第７図は本発明の受光回路図、第８図は可変抵抗の中点
電位と受光出力との関係を示すグラフ、第９図は本発明
回路を用いてフォトＩＣを構成するときのブロック図、
第１０図は従来例の回路図、第１１図はその原理を示す
回路図である。 尚、図中ＰＤＩ・ＰＤ２・・・フォトダイオード、ａ・
・・配線ライン、ｂ−ｃ・・・電源ライン、ｌ・・・交
流アンプ、２・・・出力ライン。 以　　　上

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、２つのＰＮＰトランジスタＱ１・Ｑ２からなるカレ
   ントミラーの１次出力側に受光素子を接続すると共に、
   上記カレントミラーの２次出力側を検知出力とし、上記
   受光素子はＰＮからなるフォトダイオードにさらに薄膜
   のＰ層を成長し、これら２つのＰ層を接地してＮ層から
   出力を取り出したことを特徴とする光電スイッチの受光
   回路。 ２、一の受光素子ＰＤ１を１次出力側に接続した第１の
   カレントミラーｑ４・ｑ５と、他の受光素子ＰＤ２を１
   次出力側に接続し、さらに２次出力側を上記第１のカレ
   ントミラーの１次出力側に接続した第２のカレントミラ
   ーとからなり、上記２つの受光素子ＰＤ１・ＰＤ２で発
   生する光電流の差動電流を上記第１のカレントミラーの
   ２次出力側から取り出すことを特徴とする光電スイッチ
   の受光回路。 ３、電源間に可変抵抗ＶＲを設け、この可変抵抗の中点
   電位によって第２のカレントミラーの１次出力と他の受
   光素子ＰＤ２との間に設けたトランジスタｑ８を増幅可
   能とした請求項２記載の光電スイッチの受光回路。