JPH0342905A

JPH0342905A - 自動周波数制御回路

Info

Publication number: JPH0342905A
Application number: JP1177397A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Uetake; 達哉上竹
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1989-07-10
Filing date: 1989-07-10
Publication date: 1991-02-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、例えばＢＳチューナに適用して好適な自動
周波数制御回路（以下ｒＡＦＣ回路」という）に関する
。

［従来の技術］ＦＭ受信機等で用いられているＡＦＣ回路には、入力信
号の全量間の平均値を元に制御する平均値型のＡＦＣ回
路と、一部期間の基準信号を元に制御するキード型のＡ
ＦＣ回路とがある。

キード型のＡＦＣ回路としては１１例えばサンプルホー
ルド回路等、純然たるアナログ回路を用いたものがある
（特開昭６２−１３３４５０号公報等参照）、第３図は
その一例を示すものである。

同図において、入力端子ｌにはＢＳコンバータ（図示せ
ず）よりＩＧＨ２帯の第１中間周波信号５ＩＦＩが供給
される。衛星放送信号がＭＵＳＥ伝送方式によるもので
あるとき、この第１中間周波信号５ＩＦＩには、例えば
第２図Ａに示すように一定期間ごとに無変調部分が存在
している。この無変調期間ｔｃとして１７μｓｅｃが推
奨されている。

この第１中間周波信号Ｓ　ＩＦＩは周波数変換器２に供
給される。この周波数変換器２には電圧制御型発振器（
以下「ｖＣＯ」という）３より局部発振信号ＳＬが供給
される。

この周波数変換器２より出力される第２中間周波信号５
ＩＦ２はバンドパスフィルタ４を介して１Ｍ復調器５に
供給される。この１Ｍ復調器５より出力される復調信号
は出力端子６に導出されると共に、切換スイッチ７のａ
ｌｌｌの固定端子に供給される。

この切換スイッチ７の出力信号はローパスフィルタ８を
介してサンプルホールド回路９に供給される。モして、
このサンプルホールド回路９の出力信号はｖＣＯ３に制
御信号として供給されると共に、切換スイッチ７のｂｍ
の固定端子に供給される。

また、ｌＯはキーパルス発生器であり、このキーパルス
発生器１０からは、第１中間周波信号ＳＩＦ＋の燕麦１
ｌｕｒｌＩｆｆｔＣに対応して高レベル“ｌ”となり、
信号期間ｔｏに対応して低レベル“０′”となるキーパ
ルス信号Ｐ（第２図Ｂに図示）が出力される。このキー
パルス信号Ｐはサンプルホールド回路９に供給されると
共に、切換スイッチ７に切換制御信号として供給される
。そして、切換スイッチ７は、キーパルス信号Ｐが高レ
ベル“１”および低しヘル“０”のとき、それぞれａｌ
ｌｌｌおよびｂ側に接続される。

以上の構成において、第１中間周波信号Ｓ　ＩＦＩが無
変調期間ｔｃてキーパルス信号Ｐが高レベル“ｌ”の状
態にあるときには、切換スイッチ７がａ側に接続される
ので、１Ｍ復調器５の出力信号はローパスフィルタ８お
よびサンプルホールド回路９を介してｖＣＯ３に供給さ
れる。

ここで、第２中間周波信号５ＩＦ２の周波数ｆｔが規定
値（例えば４０２．７８ＭＨｚ）からずれている場合、
１Ｍ復調器５からはそれに対応した誤差信号が出力され
るため、それに対応する分だけｖｃｏａの発振周波数も
ずれ、結果として周波数ｆ１が規定値となるように制御
される。

また、第１中間周波信号Ｓ　ＩＦＩが信号期間ｔ。

となってキーパルス信号Ｐが低レベル“Ｏ”の状態とな
るときには、切換スイッチ７がｂ＠ｌＩに接続されるの
で、サンプルホールド回路９の出力としては状態遷移前
の値が保持され、これによってｖＣＯ３の発振が制御さ
れる。

また、平均値型のＡＦＣ回路としては、例えばマイクロ
コンピュータとシンセサイザとを用いたディジタル方式
のものがある（特開昭６３−８２１１８号公報等参照）
。第４図はその一例を示すものであり、ＢＳチューナに
適用した例である。

第３図と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説
明は省略する。

同図において、ＦＭ復調器６より出力される復調信号は
Ａ／Ｄ変換器１１でディジタル信号に変換されたのちコ
ンピュータ１２に供給される。

また、１３はシンセサイザであり、Ｖ’Ｃ０１３ａから
の発振信号は分配器１３ｂ１　分周器１３ｃの縦続接続
回路を介して位相比較器１３ｄに°供給される。この位
相比較器１３ｄには発振器１３ｅからの発振信号が供給
され、この位相比較器１３ｄからの比較誤差信号はロー
パスフィルタ１３ｆを介してＶＣＯＩａａに制御信号と
して供給される。そして、分配器１３ｂで分配されるＶ
ＣＯＩａａからの発振信号は周波数変換器２に局部発振
信号ＳＬとして供給される。

また、シンセサイザ１３の分周器１３ｃはコンピュータ
１２によって制御される。

以上の構成において、位相比較器１３ｄの駆動周波数が
一定であれば、ＶＣＯＩａａの発振周波数は分周器１３
ｃの分周比で一意的に決まり、かつその安定性は基準と
なる発振器１３ｅと同程度となり、一般に水晶発振器程
度の安定性が得られる。

ここで、第２中間周波信号５ＩＦ２の周波数ｆが規定値
からずれている場合、１Ｍ復調器５からはそれに対応し
た誤差信号が出力され、これがＡ／Ｄ変換器１１でディ
ジタル信号に変換されたのちコンピュータ１２に供給さ
れて、適当な処理が施される。そして、ＶＣＯＩａａの
発振周波数がそのずれに追従するように、コンピュータ
１２によって分周器１３ｃの分周比が制御され、結果と
して第２中間周波信号５ＩＦ２の周波数ｆ１が規定値と
なるように制御される。

［発明が解決しようとする課題］ところで、第３図例によれば、アナログ方式であるため
、調整が繁雑であり、塩度特性等の補正が必要であり、
また経年変化がある等の問題がある。

一方、第４図例に示すようなディジタル方式でもアナロ
グ信号であるＦＭ復調器５からの復調信号を元に制御を
行なっているため、本質的には第３図例におけるような
問題は解決されていない。

そこで、この発明では、上述したような問題点のないＡ
ＦＣ回路を縄供することを目的とするものである。

［課題を解決するための手段］この発明は、高周波入力信号に発振手段からの発振信号
を混合して中間周波信号を出力する周波数変換器と、入
力信号が供給されてその周波数を計数する計数手段と、
この計数手段の計数値に基づいて中間周波信号の周波数
の規定値からのずれを算出する演算手段とを備え、演算
手段の演算結果に基づいて発振手段の発振周波数が制御
されるものである。

［作　用］上述構成においては、入力信号周波Ｐ１ｆ　ｅの計数１
１ｉＫに基づいて発振手段１３ａの発振周波数が制御さ
れる。つまり、計数１１１には一般にディジタル量であ
り、このディジタル量に基づいて発振手段１３ａの発振
周波数が制御されるものであり、アナログ方式における
ように調整が繁雑となる等の問題はなくなる。

［実　施　例］以下、第１図を参照しながら、この発明の一実施例につ
いて説明する。この第１図において、第３図および第４
図と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。

同図において、入力端子１に供給される第１中間周波信
号Ｓ　ＩＦＩは可変帯域型のバンドパスフィルタ１４お
よび分配＠１５の縦続接続回路を介して周波数変換器２
に供給される。バンドパスフィルタ１４には、コンピュ
ータ１２よりＤ／Ａ変換器１８を介して帯域切換信号が
供給され、受信チャネルに対応する信号のみが通過する
ように通過帯域が切り換えられる。

また、分配器１５で分配される第１中間周波信号５ＩＦ
Ｉは接続スイッチ１６を介して計数器１７に供給される
。そして、この計数器１７からの計数値にはコンピュー
タ１２に供給される。

、また、キーパルス発生器１０からのキーパルス信号Ｐ
はコンピュータ１２に供給されると共に、接続スイッチ
１６に供給される。そして、接続スイッチ１６は、キー
パルス信号Ｐが高レベル“１”および低レベル“Ｏ”の
とき、それぞれオンおよびオフとされる。

以上の構成において、第１中間周波信号Ｓ　ＩＦＩが無
変調肋間ｔｃとなってキーパルス信号Ｐが高レベル“１
”となると、接続スイッチ１６がオン状態となって第１
中間周波信号５ＩＦＩが計数器１７に供給され、その周
波数ｆｅが計数される。そして、この期間ｔｃが過ぎて
信号期間ｔｏとなってキーパルス信号Ｐが低レベル“０
７９となると、接続スイッチ１Ｇがオフ状態となって第
１中間周波信号５ＩＦＩが計数器１７に供給されなくな
るので、計数器１７には計数ｍＫ　（Ｋは整数）として
、以下の値が保持される。

Ｋ＝ｆｅ　◆ｔｃこの場合、ｔｃが一定であるとすると、計数値には第１
中間周波信号Ｓ　ＩＦＩの周波数ｆｅに比例したものと
なる。この計数１１１［Ｋはディジタル量であるためコ
ンビュ、−夕１２により容易に読み取られる。この計数
値には周波数ｆｅが規定値であるときには所定値に′と
なる。ここで、周波数ｆｅの規定値は受信チャネルによ
って異なり、したがって、所定値に″も受信チャネルに
よって異なる。

ここで、第１中間周波信号Ｓ　ＩＦＩの周波数ｆｅに規
定値からのずれが生じた場合、シンセサイザ１３のＶＣ
Ｏ１３ａからの局部発振信号ＳＬの周波数ｆＬはまだ変
化していないから、第２中間周波信号５ＩＦ２の周波数
ｆｉに規定値よりΔｆｉのずれが生じる。この場合、第
１中間周波信号５ＩＦｌの周波数ｆｅに規定値からのず
れΔｆｅが生じるので、計数値Ｋに所定値に′とのずれ
ΔＫが生じる。

コンピュータ１２では計数！１［ＫよりずれΔＫが求め
られ、さらに、このずれΔにより周波数ｆｉのずれΔｆ
ｉが求められる。そして、コンピュータ１２では、この
ずれΔｆｔが生じないようにＶＣＯ１３ａからの局部発
振信号ＳＬの周波数ｆＬを変えるように分周器１３ｃの
分周比が制御される。

これにより、周波数ｆＬがΔｆＬだけ変化するため、周
波数ｆｔが規定値となるように制御される。

上述せずも、以上の一連の動作が終了したのち、コンピ
ュータ１２から計数器１７にはリセット信号Ｒが供給さ
れて（第２図Ｃに図示）、計数値には一連の動作ごとに
リセットされる。なお、このように計数８１７をリセッ
トせずに、コンピュータ１２で前回の計数値との差から
今回の計数値を求めるように構成してもよい。

ところで、我国衛星放送の受信チャネル数は８個であり
、′ｌＩ４１中間周波信号Ｓ　ＩＦ＋の周波数ｆｅは１
０４９．４８ＭＨｚから１３１８．００ＭＨｚまでの３
８．３６ＭＨｚおきに８種類となる。

周波数ｆｅが、例えば１０４９．４８ＭＨｚの場合、上
述したように無変調間開ｔｃが１７μｓｅｃであるとす
ると、周波数ｆｅが規定値に保たれていれば計数値には
１７８４１となる。

もし、Ｋが１だけ違っていた場合、対応する周波数のず
れΔｆｅは、 Δｆｅ＝１／ｌｃ　　？５８．　８　　［ｋＨｚコとな
る。したがって、分解能は５８．８ｋＨｚということに
なる。これ以上の分解能が必要なときは、過去ｎ回分の
計数値の総和を求め、その値を上述のＫの代わりに使っ
て誤差周波数Δｆｅを次式のように求めればよい。

Δｆｅ＝１／（ｎ−ｔｃ　）４５８．８／ｎ　［ｋＨｚ
ｌただしこの場合、シンセサイザ１３の分解能も同程度
でなければならない。

このように本例によれば、計数器１７で計数されるディ
ジタル量である第１中間周波信号５ＩＦＩの周波数ｆｅ
の計数値Ｋに基づいてシンセサイザ１３のＶＣＯ１３ａ
の発振周波数が１１ｍされるものであり、従来のアナロ
グ方式におけるように調整が繁雑となる等の問題を一掃
することができる。

また、上述実施例においては、周波数ｆ−の規定値が４
０２．７８ＭＨｚのものを示したものであるが、規定値
が１３４．２６ＭＨｚ等他のものにも同様に適用するこ
とができる。

［発明の効果］以上説明したように、この発明によれば、ディジタル量
である入力信号周波数の計数値に基づいて発振手段の発
振周波数が制御されるものであり、アナログ方式におけ
るように調整が繁雑となる等の問題を一掃することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図はそ
の説明のための図、第３図および第４図は従来例の構成
図である。１　・２　・４　◆ ５　・６　・１０　・ｌ　２　・ｌ　３　・１４　・ｌ　５　◆ １６　・ｌ　７　・１８　・・入力端子・周波数変換器・バンドパスフィルタ・ＦＭ復調器・出力端子・キーパルス発生器・コンピュータ・シンセサイザ ◆可変帯域型のバンドパスフィルタ・分配器・接続スイッチ・計数器・Ｄ／Ａ変換器

Claims

【特許請求の範囲】

（１）高周波入力信号に発振手段からの発振信号を混合
して中間周波信号を出力する周波数変換器と、上記入力信号が供給されてその周波数を計数する計数手
段と、この計数手段の計数値に基づいて上記中間周波信号の周
波数の規定値からのずれを算出する演算手段とを備え、上記演算手段の演算結果に基づいて上記発振手段の発振
周波数が制御されることを特徴とする自動周波数制御回
路。