JPH0340981B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は光受信器及びかかる光受信器が使用さ
れる方式に関する。

光フアイバから又は自由空間を介して受光した
被変調光ビームに応答する従来型受信器は光応答
装置としてフオトダイオード、通常はpinダイオ
ードを含む。このダイオードは抵抗と直列接続
し、ダイオード・抵抗接続点は増幅器の入力に接
続されている。かかる受信器が高い感度を有さね
ばならない場合、上記の抵抗はフオトダイオード
により発生された電流が抵抗両端に有用な電圧を
生ぜしめるよう大きな値を有さねばならない。し
かし、この抵抗の値を増大すると受信器のダイナ
ミツクレンジは減少しがちである。

上記構成を改善するため、本出願と同一の出願
人による英国特許明細書第2096852A号により、
光フアイバ伝送路中を伝播する光エネルギが、従
来の抵抗に代わり順方向バイアスがかけられた
pinダイオードに直列接続された逆バイアスがか
けられpinダイオードにより検出される光受信器
が提案された。２つのダイオードの接続点は、自
動等化を行なう２段の増幅器の一部である増幅器
の入力に接続される。順方向バイアスの特性によ
りダイナミツクレンジは従来の受信器に比べ改善
される。

従来の構成の別の改善法が、本出願と同一の出
願人による英国特許明細書第2101827A号に記載
クレームされている。この明細書に記載された光
受信器は上記特許明細書と多くの点に関し同様で
ある。これもやはり順方向にバイアスがかけられ
たpinダイオードに直列接続された逆方向のバイ
アスがかけられたpinダイオードに光があたる。
ダイオードの接続点は、自動等化器へ出力する増
幅器の入力に接続されている。この自動等化器
は、信号路と直列接続され順方向にバイアスされ
たpinダイオードを含む。この３番目のpinダイオ
ードは、他の２つのpinダイオードと同一の平均
電流が流れるようバイアスがかけられている。こ
の３番目のダイオードの全体的な効果は、受信器
の特性の相当の範囲で周波数応答を平坦にせしめ
ることである。

本発明の目的は、上記２つの特許明細書に記載
された構成に幾つかの改善をほどこすことにあ
る。

本発明によれば、被変調光ビームが当てられて
被変調ビームに応じた電流を発生するpinダイオ
ードと、入力にダイオードが接続され出力には使
用時受信器の検出回路が接続された増幅器と、上
記入力と上記出力との間に接続された抵抗性負荷
と、抵抗性負荷と並列接続され入力信号が大きい
場合増幅器が飽和するのを防ぐ動的負荷として働
く非線形ダイオードとからなる光パルス伝送線又
は自由空間から被変調光ビームを受光する光受信
器が提供される。

本発明によればまた、交流結合応答と受信器ロ
ーパス応答との関係は、受信器の全体的応答の曲
線が比較的狭い周波数幅を有するため受信器の全
体的応答は大振幅の信号を受けた後にも顕著に減
少しないようなものである光フアイバ伝送線又は
自由空間から被変調光ビームを受光する光受信器
が提供される。

本発明によればまた、ミユーテイング機能が必
要な場合ビツトストリームはビツトストリーム中
の他のパルスより振幅の大きい１又は複数のパル
スを含み方式中の受信器は上記より大なる振幅の
パルスに応答してミユート機能を開始せしめる閾
値検出器を含む光伝送方式が提供される。

光フアイバデータバス方式には、受信した光の
パワーレベルが送信端末と受信端末との間の光学
的損失により非常に大きく変化するため特に設計
が困難である。受信器又は送受信器の受信部は比
較して非常に大なる光レベルの信号の直後に低い
光レベルの信号を良好に受信しえねばならない。
これらのレベル間の作動範囲はインタメツセージ
ダイナミツクレンジIDRとして知られている。
IDR及び感度を最大にした（良好な動作に要する
光のパワーが最小である）構成によればより柔軟
な相互接続関係が利用できるようになる。以下に
記載した光受信器の３通りの利用法のそれぞれに
より又は組み合わせることにより、従来方法に比
較してIDR及び感度を改善することができる。

第１図は、光フアイバ又は自由空間から受光さ
れた被変調光が演算増幅器Ａの反転入力に接続さ
れたpinダイオードPDに当たるトランスインピー
ダンス光受信器を示す。

熱雑音電流密度の自乗は負荷抵抗の値に反比例
するから光受信器の感度を上げるには高い値の負
荷抵抗を用いねばならない。一方、光電流は全て
負荷抵抗を通らねばならず大きな光信号で動作す
るには低い値の負荷抵抗が必要である。従来の方
法では中間的な感度及びIDRを提供するにすぎな
い折衷的な値の負荷抵抗を用いていた。

本発明では負荷抵抗と並列にシヨツトキダイオ
ードSDの如き非線形装置が付け加えられる。シ
ヨツトキダイオードが選ばれたのは自己容量が非
常に低くトランスインピーダンス受信器から広い
帯域幅が得られるためである。光入力が小さいと
シヨツトキダイオードは高いインピーダンスを示
し受信器の応答に略効果をおよぼさない。光入力
が大きいとシヨツトキダイオードは受信器の出力
を制限して飽和しないよう導通する。

第２図及び第４図を参照するに、曲線１は交流
結合応答であり、曲線２は受信器ローパス応答で
あり、曲線３は全体の応答である。第２図及び第
３図は従来の受信器の場合を示し、第４図及び第
５図は本発明の一実施例である受信器の場合を示
す。

光受信器の出力は、低いレベルの信号が特に高
温におけるフオトダイオード漏洩によりマスキン
グされないよう第１図に示したコンデンサを介在
させるなどにより交流結合する必要がある。光信
号は単極性（負の光電流がない）ため交流結合コ
ンデンサは受信光レベルの平均値まで充電され
る。低レベルのバスメツセージが高レベルのバス
メツセージの直後に続く場合には、交流結合コン
デンサが低いレベルまで放電されるまでは復号は
不可能である。交流時定数または、光受信器の出
力するパルスの「ドループ」を定める。ドループ
が確実にビツト期間に対し相対的に短いようにす
るには、交流結合時定数はビツト期間の小部分で
あるよう設定されねばならない。そのようにする
と、高レベルと低レベルのメツセージ（例えば振
幅比が1000：１の場合）の間には数十ビツト期間
を置く必要があるためバス利用効率が低下する。
一例としては、利用可能なインタメツセージギヤ
ツプは２ビツト期間に定められており、これは従
来方法を用いる場合非常に小さいIDRを意味す
る。第２図及び第３図は従来方式における応答曲
線及び結果の出力を示す。

第４図及び第５図に示す如く、本回路の構成
は、適切な全体的バンドパス応答をなすよう光受
信器のローパス応答と交流結合ハイパス応答とを
結び合わせて使用する。よつて光受信器のローパ
ス応答は、受信器出力での交流結合の時定数に応
じ後続ハイパス応答と組み合わさる狭いバンドパ
ス応答を提供するよう調整される。よつて、全体
的バンドパス応答により、「入力」ピーク値の適
当な割合のミツドパルスピーク値を有しより正弦
波的な形状の出力のパルス形状が生じる。さらに
狭い全体的応答のため光受信器からの雑音は、広
いインタメツセージダイナミツクレンジ（IDR）
を提供するよう変更されていない受信器と比較し
て全体の感度劣化が無視しうる程度にまで制限さ
れる。

例えば、受信器のローパス時定数及び交流結合
時定数がともに0.2ビツト期間に設定されると、
ミツドパルスピーク値は入力の0.35倍であり、２
ビツト期間ののちには出力はこの値の1/5000まで
減少する。これはIDR性能が30dBを越えること
を意味する。0.35による劣化因子は、狭い全体的
通過帯域による光受信器からの雑音の低減により
略相殺される。

よつて、狭いバンドパス応答を提供するよう交
流結合ハイパス応答により後続される受信器ロー
パス応答を利用することにより、通信方式で使用
される際には受信器に接続される検出器にとり望
ましい「正弦波状」出力波形が得られる。これに
より、感度の劣化が無視しえる程度のまま広い
IDRを得ることができ、これは広いインタメツセ
ージダイナミツクレンジを得るのに感度が相当に
犠牲にされる従来方法よりも好ましい。

従来のデータ伝送線は通常連続的なビツトスト
リームを伝送し、所定のビツト誤り率を維持する
のに必要な最小受信信号に応じて動作が定められ
る。これは、受信器雑音がピーク信号振幅の半分
を越えると検出誤りが所定の誤り率より頻発する
という仮定に基づいている。

データバス方式によつては、受信データの正確
な検出に加えてデータが受信されているかどうか
を検出しなければならないこともある。受信信号
を受信器雑音から区別する必要性のため、信号強
度の２倍が新たなミユート閾値を越えねばならな
いから通常感度が3dB劣化する。この劣化は、デ
ータは光伝送で多く使用されている如きマンチエ
スタ又は２相符号化を用いるなどにより２つの論
理状態のそれぞれに、0.5又は1.0ビツト期間とど
まるよう符号化されているという事実を利用すれ
ば防ぐことができる。かかる信号が、PIN−
FETによる従来の受信器又は上記の狭い通過帯
域における如く部分的な積分効果を有する回路を
通される場合、信号は第６図に示した一般的形状
を有する。ミユート検出に対する誤り検出に関す
る感度は、ピークがミユート閾値MT以下である
如き最低振幅パルスにより決定される。２倍の長
さのパルスは２倍の高さを有し、ミユート閾値が
交差する場合にはインタメツセージミユート機能
（IMF）をトリガするのに使用しうる。よつて
IMFは、通常の3dB劣化を受けることなく設ける
ことができる。

よつて本構成ではこの劣化は、メツセージの開
始又は期間中に検出された２倍の振幅のパルスが
感度劣化をまねくことなくミユート機能を動作さ
せるメツセージ符号化フオーマツト及び受信器伝
送機能を使用することで避けることができる。イ
ンタメツセージ中にデータ推移がないならミユー
ト終了が行なわれる。

従つてミユート機能が必要な場合には、２倍の
振幅のパルスがビツトストリーム中のメツセージ
の開始部に含まれる（第６図参照）。このパルス
は付加的なパルスでも既存の検出メツセージパル
スでもよい。それは受信器出力に接続された閾値
検出器（図示せず）により識別される。これが検
出されると、上記のミユート機能が実行される。
これにより受信器は所定時間又はインタメツセー
ジギヤツプ中にデータ推移がないことでミユート
終了がなされるまでミユートされる。

検出時２倍の振幅のパルスを発生するパルスを
含めさすには２通りの方法がある。一方はそれを
使用される光ライン符号化の特徴とすることであ
り、他方は関連するバスプロトコルの固定パラメ
ータに基づくものである。後者はMIL−STD−
1553Bプロトコルの場合であり特定のパルスを発
生するのに特殊な方法は必要ではない。どちらの
場合もバスを伝送される信号は、図示の回路によ
り処理されると２倍の振幅のパルスが発生される
２倍の長さのパルスを含む。よつて２倍の長さの
パルスが受信器のサブシステムを介して供給され
ると、２倍の振幅の検出パルスが生じるよう幾つ
かのシステムで積分され又は上記の回路で帯域
波される。このパルスは、上記に特に示したプロ
トコルでは第１のパルスである。よつて検出時の
特定のパルスは、受信器のデータ複号化の感度を
後に決定する最小受信パルスの振幅の少なくとも
２倍の振幅のパルスを提供する。よつて、受信器
雑音に対して受信メツセージの存在を検出するミ
ユート機能は通常の3dB劣化を受けることなく実
施される。

第７図は、本発明の一実施例である光受信器を
第１図よりも詳細に示したものである。この受信
器は第１図の受信器と本質的に同一であり、以下
交流結合時定数及びローパス応答が所望の結果を
得るよう調整される構成につき特に説明する。第
７図で光フアイバ（又は自由空間中の光ビーム）
からの光は、逆バイアスがかけられたpinダイオ
ードPDに当たる。このダイオードは、npnトラ
ンジスタTr1にカスコード式に接続された電界効
果トランジスタとTr1のコレクタがベースに接続
されている同様のトランジスタTr2とを含む増幅
器の入力に接続される。増幅回路の残りは、それ
ぞれ470pFのコンデンサと270Ωの抵抗を介して
制限増幅器の入力へ接続される２つの出力を提供
する。２つの抵抗は実際には、制限増幅器の入力
にまたがる単一の540Ωの抵抗として組み合わさ
れている。抵抗の中点は仮想上のアース点であ
り、部材は所要の時定数175nsを提供する。制限
増幅器は、パルス化された出力から周波数変位方
式を用いフアイバを（又は自由空間ビームを介し
て）送られてきた信号を分離する比較器に出力す
る。これらのブロツクについては周知であるから
詳述しない。

上述の説明から知られる如く、重要な時定数は
ローパス応答及びハイパス応答である。受信器の
ローパス応答は、帰還抵抗Ｒ（本実施例では500k
Ω）とその両端の間の有効容量により決定され
る。これは、破線で示され0.4pF程度のそれ自身
の自己容量と、非線形ダイオードの自己容量と、
FET及びTr1の結合による順方向利得により分割
されるFETのゲートの結合分路容量とからなる。
典型的には、これらの容量からは360pFが生じ、
時定数180ns、つまりdB周波数が884Hzのローパ
スとなる。この時定数は160から180nsの範囲を有
しうるが、本実施例で選定された値は良好な結果
を示す。

上記のハイパス応答は、制限増幅器への結合、
本実施例の場合には受信器出力を制限増幅器の
270Ωの入力抵抗へ結合する470pFのコンデンサ
により形成される。これによる時定数は127ns、
つまり3dB周波数が1.25MHzのハイパスとなる。
この時定数は100〜140nsの範囲の値を有しうる
が、上記の特定の値は良好な結果を示す。

フアイバによる光方式では通常、高レベル信号
の受信の後非常に短い期間（本実施例では２マイ
クロ秒）内に感度が充分回復する受信器が必要と
される。上述の両時定数をこの２マイクロ秒より
小さく保つと大信号後の応答はこの期間内に約1/
４０００まで減少する。よつて、大信号のレベルの1/
４０００の小信号を検出することが可能である。帰還
抵抗の両端に接続される非線形ダイオードが非線
形pinダイオードであるならば、この数値は1/100
００まで改善される。

通常狭い通過帯域は、相対的に低い通過周波数
のため受信データが区別されると考えられるた
め、所要のデータ転送速度（本実施例では
2Mbit／秒）で満足しうるデータを受信するには
不適当であるとみなされてきた。しかし、上述の
方法でローパス周波数とハイパス周波数を調整す
ると、満足すべき「正弦波状」応答が得られる。
コンピユータシユミレーシヨンによつても、最初
のメツセージの高さは２マイクロ秒以内に１／
3970にまで回復することが示された。狭い全体的
応答は信号を波するとともに雑音出力を制限す
るため信号対雑音比も満足しうるものである。

〔発明の効果〕

以上、本発明によれば、ローパス特性及び交流
結合特性を組み合わせることにより光受信器の感
度が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である光フアイバ受
信器の概略図、第２図は従来の周波数及び時間領
域信号応答ともに受信器の特性を示す図、第３図
は従来の受信器が受信した信号の波形図、第４図
及び第５図は本発明の一実施例である受信器につ
いての第２図及び第３図と同様な図、第６図は本
発明の別の特徴を示す波形図、第７図は本発明の
一実施例のより詳細な図である。 １……交流結合応答、２……ローパス応答、３
……全体の応答、Ａ……演算増幅器、PD……pin
ダイオード、SD……シヨツトキダイオード、
MT……ミユート閾値、Ｒ……帰還抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 被変調光ビームが照射されると該ビームの変
   調に応じて内部に電流が生成されるpinダイオー
   ドPDと、 該pinダイオードPDが接続されるゲートを有す
   る電界効果トランジスタFET、該電界効果トラ
   ンジスタのソースドレイン路に直列なエミツタコ
   レクタ路を有する第２のトランジスタTr１、及
   び第３のトランジスタTr２とよりなり、前記第
   ２のトランジスタのコレクタは前記第３のトラン
   ジスタTr２のゲートに接続される増幅器と を有し、光フアイバ伝送線又は自由空間から被変
   調光ビームを受光する光受信器において、 前記第３のトランジスタTr２のエミツタから
   前記電界効果トランジスタのゲートまでを帰還的
   に接続し、該接続中に抵抗性インピーダンスＲと
   非線形ダイオード（SD又はpinダイオード）を並
   列接続させて配置し、 該非線形ダイオードは前記増幅器の飽和を防ぐ
   動的負荷としての特性を有し、該特性を発揮する
   ように該非線形ダイオードを配置し、 前記抵抗性インピーダンス及び前記非線形ダイ
   オードを、前記増幅器を有する前記光受信器が第
   １の時定数に対してローパス特性を有するように
   調節し、 前記第３のトランジスタTr２のエミツタは、
   前記第１の時定数よりも短い時定数の交流結合特
   性を与えるコンデンサと抵抗を介して前記増幅器
   の出力に接続され、 前記ローパス特性及び前記交流結合特性を組み
   合わせて前記光受信器が全体として狭いバンドパ
   ス帯域幅の応答を有し、 該光受信器の感度が第１の光出力信号よりも高
   い振幅の光入力信号を受光しても該第１の光信号
   に対してあまり減少しないことを特徴とする光受
   信器。 ２ 前記コンデンサは該増幅器の出力に接続され
   る470pfのコンデンサであり、前記抵抗は前記コ
   ンデンサから供給を受ける270オームの抵抗であ
   り、第３のトランジスタの出力と電界効果トラン
   ジスタのゲートとの間の抵抗性インピーダンスは
   500キロオームの値を有することを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の光受信機。 ３ 前記第３のトランジスタTr２のエミツタに
   接続されるベースを有する第４のトランジスタ
   と、該第４のトランジスタのコレクタ及びエミツ
   タのそれぞれにベースが接続される一対の出力ト
   ランジスタTr４，Tr５とからなり、該一対の出
   力トランジスタTr４，Tr５のエミツタが前記光
   受信器の２つの出力として取り出されることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の
   光受信器。 ４ 前記非線形ダイオードはシヨツトキーダイオ
   ードであることを特徴とする特許請求の範囲第１
   乃至３のうちいずれか１項記載の光受信器。