JPH0338787B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0338787B2 JPH0338787B2 JP56128395A JP12839581A JPH0338787B2 JP H0338787 B2 JPH0338787 B2 JP H0338787B2 JP 56128395 A JP56128395 A JP 56128395A JP 12839581 A JP12839581 A JP 12839581A JP H0338787 B2 JPH0338787 B2 JP H0338787B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- frequency
- capacitor
- standard
- clock
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 44
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は、前置帯域通過フイルタとして、スイ
ツチトキヤパシタフイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。FSK復調回路は
安価な低速用モデムとして用いられ特にカツプラ
モデムは簡単に利用できる事から広く用いられて
いる。FSK復調回路は低速であり簡単に周波数
分割して全二重通信を２線で可能としているが、
それだけにフイルタの重要度は高い。特にカツプ
ラモデムに於いては、電話器のハンドセツトを通
して送信信号が受信側へ戻つてくるため、これか
ら受信信号を分離するのに高精度のフイルタが要
求される。従来に於いては高価なLCフイルタを
使用したり高次のアクテイブフイルタの実現に高
度な部品選別、調整を余儀なくされ、高価、且つ
大型なものとなつていた。しかし近年オペアン
プ、容量とスイツチング素子で抵抗を置き換えた
IC化フイルタが開発され、スイツチトキヤパシ
タフイルタと呼ばれている。精度はコンデンサの
比とクロツク周波数によつて定まり、容量はIC
のパターン面積、クロツク周波数は水晶発振器に
より高精度化され無調整で高精度高次のフイルタ
を構成する事ができる。尚適用する周波数領域に
対しクロツク周波数の比は通常数十倍で、標本化
される標本化フイルタである。よつてSCFはクロ
ツク周波数により通過帯域が移動する性質があ
り、帯域通過フイルタの周波数を２倍にすれば通
過帯域も２倍に上昇する。 第１図はFSKモデムとして代表的なカツプラ
モデムのFSK信号の流れを現わしたものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンドセツト３
のスピーカを通し音響信号に変化され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於いては受信信号と自己の送信信号が混合
されてしまい、帯域通過フイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場合
ハイブリツドトランス等を利用して送信信号の帰
還をキヤンセルする事ができるが、インピーダン
ス不整合等の影響で零にはできない。その他復調
Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は直接
効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分割を
図示したものである。CCITTによる規格等各種
の周波数割り当てがされており、代表的なものと
して点線にCCITT規格、ベル規格を実線で現わ
す。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格のマー
ク又はスペースを現わし、我国で用いられている
CCITT規格によるものは低群のマークが980Hz、
スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、ス
ペースが1850Hzである。高群と低群を分割する
ために帯域通過フイルタが必要になると共にモデ
ムに予め設定するか、モデムのスイツチ切り換え
で低群送信モードか、高群送信モードに切り換え
相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要があ
る。 第３図は従来のFSK復調回路のブロツク図で
ある。マイクロホン４、ハイバスフイルタ５、ア
ンプ６、帯域通過フイルタ７、リミツタ８、復調
回路９より構成される。５は低減にある衝撃、振
動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応した帯域通過フイルタのレベ
ル差を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調出
力として利用する方式、カウンタにより周期を測
定する方式などがある。７の帯域通過フイルタに
関しては前述した様に高群を受信するか、低群を
受信するかで通過帯域を切り換える必要があり、
送信する帯域と逆になる事は言うまでも無い。そ
の為LCフイルタを２系列用意し入出力を切り換
える為非常に高価になる。又アクテイブフイルタ
の定数を切り換える方式もあり第４図にそれを示
す。第４図は２次のRCアクテイブ帯域通過フイ
ルタであつて、６次のフイルタを実現するために
３段カスケードに接続される。抵抗１１，１２と
トランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４は
ベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で高域受信で
Ｈレベルになつて１３をオン、低域受信でＬレベ
ルとなる。しかしこの切り換え回路は、６次なら
３段分必要であり、又RCアクテイブフイルタの
性質として高精度を得るには、Ｒ，Ｃの選別及び
調整が困難であり長期信頼性、温度特性も劣る。
言い換えればこうした誤差分を見込んで設計する
事になり、急峻なカツトオフ特性を得にくい。 本発明の目的はかかる従来の課題を解決するた
め、FSK復調回路の帯域通過フイルタとして高
精度でIC化可能であり、モデムの低コスト化・
小型化に適するSCFを用い、SCFのクロツク周波
数の選択及びキヤパシタの容量値の選択よりSCF
のフイルタ数を減少させる事にある。又、本発明
の他の目的はSCFのクロツク周波数の選択及びキ
ヤパシタの容量値の選択により、異なる規格が
各々有する高群の周波数帯域と低群の周波数帯域
にも対応できるFSK復調回路の実現を図る事に
ある。 かかる本発明は、 異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数を通過させる帯域通過フイルタを備え、該
帯域通過フイルタを通過した周波数に基づき前記
デジタル信号を復調するFSK復調回路に於いて、 前記帯域通過フイルタは、供給される制御クロ
ツクにより動作制御されると共に該制御クロツク
の周波数及び内蔵するキヤパシタの容量値を要因
として通過させる周波数帯域が設定されるスイツ
チトキヤパシタフイルタより成り、 且つ全二重通信方式のCCITT規格及びベル規
格によつて各々規定された高群の周波数帯域及び
低群の周波数帯域を前記通過させる周波数帯域と
して前記スイツチトキヤパシタフイルタに選択的
に設定するため、規格の選択信号に応じて選択さ
れた前記CCITT規格もしくはベル規格に対応す
る周波数のクロツクを前記制御クロツクとして選
択的に発生するクロツク発生回路と、 高群の周波数帯域と低群の周波数帯域とを切り
換える選択信号に応じて前記スイツチトキヤパシ
タフイルタの前記キヤパシタの容量値を変化させ
る選択手段とを有することを特徴とする。 以下、図面により本発明の詳細な説明を行な
う。 第５図はSCFを用いた復調回路の基本構成を示
すブロツク図であり、IC化により無調整での高
精度化、信頼性、小型化、低コスト化が図れる。
マイクロホン１５、コンデンサ１６と抵抗１７に
よるハイパスフイルタ、アンプ１８を通し受信信
号は帯域通過フイルタであるSCF１９に入力され
る。SCFは出力にクロツク周波数が階段状に重畳
されているので抵抗２０、コンデンサ２１によ
る、ローパスフイルタを通した後バツフア２２と
コンデンサ２３、抵抗２４でSCFのオペアンプの
影響によるオフセツトを除去する。SCFの折り返
し雑音防止フイルタは入力がマイクロホンを通し
た音響信号であり、高域の折り返し領域のエネル
ギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアン
プ、２６はリミツタ、２７はコンパレータ、２８
は復調回路である。復調回路はコンパレータの出
力である方形波をカウンタでマークかスペースか
周期測定しデジタル信号を得る。カウンタ方式は
ロジツクのみで構成できIC化が非常に容易であ
るが、ノイズレベルの低い入力を必要とする。こ
の欠点は高次SCFの採用により解消される。又ア
ンプを１８，２５とSCFの前後に分散しているの
は比較的SCFはノイズが大きくレベルの大きい位
置で用いたのと、SCFの入力に、雑音等によりク
リツプ、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小
さなレベルで用いたいといつた２つの相反する要
求を満足させる事にある。その他２２，２３，２
４のハイバスフイルタは波形の＋側−側に偏つて
リミツタが動作するのは防止すると共に、リミツ
タ・コンパレータ間も交流結合として正確なゼロ
クロスコンパレータを形成し復調能力が低下しな
いようにする。 まず、本発明を説明するため、スイツチトキヤ
パシタフイルタのクロツク周波数fsを固定（例え
ばCCITTの周波数規格に対応し周波数とする）
した場合に、スイツチトキヤパシタフイルタのキ
ヤパシタ容量をスイツチの開閉により変化させる
ことで高群帯域通過フイルタ特性と低群帯域通過
フイルタ特性を一つのスイツチトキヤパシタフイ
ルタだけで実現させることについて述べる。 SCF１９はスイツチトキヤパシタ積分器（以
下、SC積分器と略記）を主な構成要素としてLC
はしご形フイルタの各素子の素子電圧、素子電流
をシミュレートすることにより前記LCはしご形
フイルタと等価な伝送特性を実現する、いわゆる
リープフロツグSCFとして構成されるものとす
る。本発明に用いるリープフロツグSCFの基本回
路の一例を第６図に示す。同図において各記号の
意味は次のとおりである。 ３１は演算増幅器（SCFがMOSICとしてモノ
リシツク化される場合はMOS演算増幅器）、３
２，３３，３４はクロツク周波数fsでスイツチン
グされるスイツチ、３５，３６，３７はスイツチ
により容量値の選択が可能なキヤパシタ、３８は
容量値固定のキヤパシタ、３９は逆相積分入力端
子、４０は正相積分入力端子、４１は定数倍入力
端子、４２は出力端子、４３は接地である。 キヤパシタ３５，３６，３７，３８の容量値は
それぞれC1，C2，C3，C4で端子３９，４０，４
１への入力信号はそれぞれV1，V2，V3とすると
出力信号V0は次式で表わされる。 V0＝−１／Ｓ・fsC1／C4・V1＋１／Ｓ ・fsC2／C4・V2＋C2／C4・V3 …(1) ただし、Ｓ＝j2πf（ｊ＝√−１，ｆは信号周波
数） 式(1)において、第一項はスイツチ３２、キヤパ
シタ３５，３８によるV1の逆相積分を、第二項
はスイツチ３３，３４，キヤパシタ３６，３８に
よるV2の正相積分を、第三項はキヤパシタ３７，
３８によるV3の定数倍をそれぞれ表わす。キヤ
パシタ比C1／C4，C2／C4，C3／C4はフイルタの
仕様（次数、通過域リツプル、通過帯域幅、中心
周波数等）が決定され、この仕様に基づいてLC
はしご形フイルタの素子値が定められ、更にこれ
らＬ，Ｃの素子値及びクロツク周波数fsの値から
リープフロツグ法に基づく対応より算出される。
従つて、高群フイルタの仕様及び低群フイルタの
仕様という二通りの仕様が与えられるとそられに
基づいてキヤパシタ比も二通り定まることにな
る。以下高群フイルタのキヤパシタ値は添字Ｈ、
低群フイルタのキヤパシタ値は添字Ｌで表わすこ
とにする。 仮に、C1L／C4＜C1H／C4，C2L／C4＜C2H／C4，C3L／C4
＜ C3H／C4であるものとする。このとき第６図の基本 回路の具体的な構成の一例は第７図のようにな
る。第７図において各記号の意味は次のとおりで
ある。 ３１，３８，３９，４０，４１，４２，４３は
第６図の同一記号のものと同じ、４４，４５，４
６，４７，４８，４９は周波数fsのクロツクCL，
CLでスイツチングされるアナログスイツチ（こ
の例ではＰチヤネルトランスフアーゲート）、５
０，５１，５２は外部からの制御信号φによつて
スイツチングされるアナログスイツチ（この例で
はＰチヤネルトランスフアーゲート）、５３，５
４，５５，５６，５７，５８はキヤパシタ、５９
は制御信号φの入力端子である。 高群、低群の各容量値の間にC1H＝C1L＋△
C1，C2H＝C2L＋△C2，C3H＝C3L＋△C3の関係
があるとき、第７図の５３，５４，５５，５６，
５７，５８の各キヤパシタの容量値をそれぞれ、
C1L，△C1，C2L，△C2，C3L，△C3に設定する。
高群フイルタを選択するときはφをローに、低群
フイルタを選択するときはφをハイにすることに
より、一つのフイルタで高群、低群の二つの伝送
特性を実現することが可能となる。 本発明は、前述の容量値の選択に加えて、SCF
のクロツク周波数fsの選択も併用することによ
り、一つのスイツチトキヤパシタフイルタに全二
重通信方式のCCITT規格及びベル規格によつて
各々規定された高群の周波数帯域と低群の周波数
帯域を選択的に設定するものである。 第５図においてSCFのクロツクCL，は二つ
の分周比を有する発振分周回路３０と水晶振動子
２９によつて得られ、分周比はＢ／Ｃ入力により
二つの周波数規格（例えばCCITT規格とベル規
ツチトキヤパシタフイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。FSK復調回路は
安価な低速用モデムとして用いられ特にカツプラ
モデムは簡単に利用できる事から広く用いられて
いる。FSK復調回路は低速であり簡単に周波数
分割して全二重通信を２線で可能としているが、
それだけにフイルタの重要度は高い。特にカツプ
ラモデムに於いては、電話器のハンドセツトを通
して送信信号が受信側へ戻つてくるため、これか
ら受信信号を分離するのに高精度のフイルタが要
求される。従来に於いては高価なLCフイルタを
使用したり高次のアクテイブフイルタの実現に高
度な部品選別、調整を余儀なくされ、高価、且つ
大型なものとなつていた。しかし近年オペアン
プ、容量とスイツチング素子で抵抗を置き換えた
IC化フイルタが開発され、スイツチトキヤパシ
タフイルタと呼ばれている。精度はコンデンサの
比とクロツク周波数によつて定まり、容量はIC
のパターン面積、クロツク周波数は水晶発振器に
より高精度化され無調整で高精度高次のフイルタ
を構成する事ができる。尚適用する周波数領域に
対しクロツク周波数の比は通常数十倍で、標本化
される標本化フイルタである。よつてSCFはクロ
ツク周波数により通過帯域が移動する性質があ
り、帯域通過フイルタの周波数を２倍にすれば通
過帯域も２倍に上昇する。 第１図はFSKモデムとして代表的なカツプラ
モデムのFSK信号の流れを現わしたものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンドセツト３
のスピーカを通し音響信号に変化され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於いては受信信号と自己の送信信号が混合
されてしまい、帯域通過フイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場合
ハイブリツドトランス等を利用して送信信号の帰
還をキヤンセルする事ができるが、インピーダン
ス不整合等の影響で零にはできない。その他復調
Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は直接
効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分割を
図示したものである。CCITTによる規格等各種
の周波数割り当てがされており、代表的なものと
して点線にCCITT規格、ベル規格を実線で現わ
す。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格のマー
ク又はスペースを現わし、我国で用いられている
CCITT規格によるものは低群のマークが980Hz、
スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、ス
ペースが1850Hzである。高群と低群を分割する
ために帯域通過フイルタが必要になると共にモデ
ムに予め設定するか、モデムのスイツチ切り換え
で低群送信モードか、高群送信モードに切り換え
相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要があ
る。 第３図は従来のFSK復調回路のブロツク図で
ある。マイクロホン４、ハイバスフイルタ５、ア
ンプ６、帯域通過フイルタ７、リミツタ８、復調
回路９より構成される。５は低減にある衝撃、振
動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応した帯域通過フイルタのレベ
ル差を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調出
力として利用する方式、カウンタにより周期を測
定する方式などがある。７の帯域通過フイルタに
関しては前述した様に高群を受信するか、低群を
受信するかで通過帯域を切り換える必要があり、
送信する帯域と逆になる事は言うまでも無い。そ
の為LCフイルタを２系列用意し入出力を切り換
える為非常に高価になる。又アクテイブフイルタ
の定数を切り換える方式もあり第４図にそれを示
す。第４図は２次のRCアクテイブ帯域通過フイ
ルタであつて、６次のフイルタを実現するために
３段カスケードに接続される。抵抗１１，１２と
トランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４は
ベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で高域受信で
Ｈレベルになつて１３をオン、低域受信でＬレベ
ルとなる。しかしこの切り換え回路は、６次なら
３段分必要であり、又RCアクテイブフイルタの
性質として高精度を得るには、Ｒ，Ｃの選別及び
調整が困難であり長期信頼性、温度特性も劣る。
言い換えればこうした誤差分を見込んで設計する
事になり、急峻なカツトオフ特性を得にくい。 本発明の目的はかかる従来の課題を解決するた
め、FSK復調回路の帯域通過フイルタとして高
精度でIC化可能であり、モデムの低コスト化・
小型化に適するSCFを用い、SCFのクロツク周波
数の選択及びキヤパシタの容量値の選択よりSCF
のフイルタ数を減少させる事にある。又、本発明
の他の目的はSCFのクロツク周波数の選択及びキ
ヤパシタの容量値の選択により、異なる規格が
各々有する高群の周波数帯域と低群の周波数帯域
にも対応できるFSK復調回路の実現を図る事に
ある。 かかる本発明は、 異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数を通過させる帯域通過フイルタを備え、該
帯域通過フイルタを通過した周波数に基づき前記
デジタル信号を復調するFSK復調回路に於いて、 前記帯域通過フイルタは、供給される制御クロ
ツクにより動作制御されると共に該制御クロツク
の周波数及び内蔵するキヤパシタの容量値を要因
として通過させる周波数帯域が設定されるスイツ
チトキヤパシタフイルタより成り、 且つ全二重通信方式のCCITT規格及びベル規
格によつて各々規定された高群の周波数帯域及び
低群の周波数帯域を前記通過させる周波数帯域と
して前記スイツチトキヤパシタフイルタに選択的
に設定するため、規格の選択信号に応じて選択さ
れた前記CCITT規格もしくはベル規格に対応す
る周波数のクロツクを前記制御クロツクとして選
択的に発生するクロツク発生回路と、 高群の周波数帯域と低群の周波数帯域とを切り
換える選択信号に応じて前記スイツチトキヤパシ
タフイルタの前記キヤパシタの容量値を変化させ
る選択手段とを有することを特徴とする。 以下、図面により本発明の詳細な説明を行な
う。 第５図はSCFを用いた復調回路の基本構成を示
すブロツク図であり、IC化により無調整での高
精度化、信頼性、小型化、低コスト化が図れる。
マイクロホン１５、コンデンサ１６と抵抗１７に
よるハイパスフイルタ、アンプ１８を通し受信信
号は帯域通過フイルタであるSCF１９に入力され
る。SCFは出力にクロツク周波数が階段状に重畳
されているので抵抗２０、コンデンサ２１によ
る、ローパスフイルタを通した後バツフア２２と
コンデンサ２３、抵抗２４でSCFのオペアンプの
影響によるオフセツトを除去する。SCFの折り返
し雑音防止フイルタは入力がマイクロホンを通し
た音響信号であり、高域の折り返し領域のエネル
ギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアン
プ、２６はリミツタ、２７はコンパレータ、２８
は復調回路である。復調回路はコンパレータの出
力である方形波をカウンタでマークかスペースか
周期測定しデジタル信号を得る。カウンタ方式は
ロジツクのみで構成できIC化が非常に容易であ
るが、ノイズレベルの低い入力を必要とする。こ
の欠点は高次SCFの採用により解消される。又ア
ンプを１８，２５とSCFの前後に分散しているの
は比較的SCFはノイズが大きくレベルの大きい位
置で用いたのと、SCFの入力に、雑音等によりク
リツプ、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小
さなレベルで用いたいといつた２つの相反する要
求を満足させる事にある。その他２２，２３，２
４のハイバスフイルタは波形の＋側−側に偏つて
リミツタが動作するのは防止すると共に、リミツ
タ・コンパレータ間も交流結合として正確なゼロ
クロスコンパレータを形成し復調能力が低下しな
いようにする。 まず、本発明を説明するため、スイツチトキヤ
パシタフイルタのクロツク周波数fsを固定（例え
ばCCITTの周波数規格に対応し周波数とする）
した場合に、スイツチトキヤパシタフイルタのキ
ヤパシタ容量をスイツチの開閉により変化させる
ことで高群帯域通過フイルタ特性と低群帯域通過
フイルタ特性を一つのスイツチトキヤパシタフイ
ルタだけで実現させることについて述べる。 SCF１９はスイツチトキヤパシタ積分器（以
下、SC積分器と略記）を主な構成要素としてLC
はしご形フイルタの各素子の素子電圧、素子電流
をシミュレートすることにより前記LCはしご形
フイルタと等価な伝送特性を実現する、いわゆる
リープフロツグSCFとして構成されるものとす
る。本発明に用いるリープフロツグSCFの基本回
路の一例を第６図に示す。同図において各記号の
意味は次のとおりである。 ３１は演算増幅器（SCFがMOSICとしてモノ
リシツク化される場合はMOS演算増幅器）、３
２，３３，３４はクロツク周波数fsでスイツチン
グされるスイツチ、３５，３６，３７はスイツチ
により容量値の選択が可能なキヤパシタ、３８は
容量値固定のキヤパシタ、３９は逆相積分入力端
子、４０は正相積分入力端子、４１は定数倍入力
端子、４２は出力端子、４３は接地である。 キヤパシタ３５，３６，３７，３８の容量値は
それぞれC1，C2，C3，C4で端子３９，４０，４
１への入力信号はそれぞれV1，V2，V3とすると
出力信号V0は次式で表わされる。 V0＝−１／Ｓ・fsC1／C4・V1＋１／Ｓ ・fsC2／C4・V2＋C2／C4・V3 …(1) ただし、Ｓ＝j2πf（ｊ＝√−１，ｆは信号周波
数） 式(1)において、第一項はスイツチ３２、キヤパ
シタ３５，３８によるV1の逆相積分を、第二項
はスイツチ３３，３４，キヤパシタ３６，３８に
よるV2の正相積分を、第三項はキヤパシタ３７，
３８によるV3の定数倍をそれぞれ表わす。キヤ
パシタ比C1／C4，C2／C4，C3／C4はフイルタの
仕様（次数、通過域リツプル、通過帯域幅、中心
周波数等）が決定され、この仕様に基づいてLC
はしご形フイルタの素子値が定められ、更にこれ
らＬ，Ｃの素子値及びクロツク周波数fsの値から
リープフロツグ法に基づく対応より算出される。
従つて、高群フイルタの仕様及び低群フイルタの
仕様という二通りの仕様が与えられるとそられに
基づいてキヤパシタ比も二通り定まることにな
る。以下高群フイルタのキヤパシタ値は添字Ｈ、
低群フイルタのキヤパシタ値は添字Ｌで表わすこ
とにする。 仮に、C1L／C4＜C1H／C4，C2L／C4＜C2H／C4，C3L／C4
＜ C3H／C4であるものとする。このとき第６図の基本 回路の具体的な構成の一例は第７図のようにな
る。第７図において各記号の意味は次のとおりで
ある。 ３１，３８，３９，４０，４１，４２，４３は
第６図の同一記号のものと同じ、４４，４５，４
６，４７，４８，４９は周波数fsのクロツクCL，
CLでスイツチングされるアナログスイツチ（こ
の例ではＰチヤネルトランスフアーゲート）、５
０，５１，５２は外部からの制御信号φによつて
スイツチングされるアナログスイツチ（この例で
はＰチヤネルトランスフアーゲート）、５３，５
４，５５，５６，５７，５８はキヤパシタ、５９
は制御信号φの入力端子である。 高群、低群の各容量値の間にC1H＝C1L＋△
C1，C2H＝C2L＋△C2，C3H＝C3L＋△C3の関係
があるとき、第７図の５３，５４，５５，５６，
５７，５８の各キヤパシタの容量値をそれぞれ、
C1L，△C1，C2L，△C2，C3L，△C3に設定する。
高群フイルタを選択するときはφをローに、低群
フイルタを選択するときはφをハイにすることに
より、一つのフイルタで高群、低群の二つの伝送
特性を実現することが可能となる。 本発明は、前述の容量値の選択に加えて、SCF
のクロツク周波数fsの選択も併用することによ
り、一つのスイツチトキヤパシタフイルタに全二
重通信方式のCCITT規格及びベル規格によつて
各々規定された高群の周波数帯域と低群の周波数
帯域を選択的に設定するものである。 第５図においてSCFのクロツクCL，は二つ
の分周比を有する発振分周回路３０と水晶振動子
２９によつて得られ、分周比はＢ／Ｃ入力により
二つの周波数規格（例えばCCITT規格とベル規
【表】
以上述べた如く、本発明のFSK復調回路はス
イツチトキヤパシタフイルタのクロツク周波数を
選択することにより、周波数規格の異なる
CCITT規格及びベル規格の全二重通信方式に対
応させると共に、スイツチのキヤパシタ容量を変
化させて、クロツク周波数で選択された各々の全
二重通信方式毎の低群帯域通過フイルタ特性と高
群帯域通過フイルタ特性それぞれに対応させるも
のである。つまり、クロツク周波数の選択とキヤ
パシタ容量変化を組み合わせることにより１個の
スイツチトキヤパシタフイルタだけで周波数規格
の異なるCCITT規格及びベル規格の全二重通信
方式のFSK復調回路に必要なフイルタ特性を実
現できるので、従来のFSK復調回路に比べ、大
幅な小型化、低価格化、高機能化を図ることがで
きる。さらに、CCITT規格によつて規定されて
いる周波数帯域と、ベル規格によつて規定されて
いる周波数帯域の切り換えをスイツチトキヤパシ
タフイルタに供給する制御クロツクの周波数を変
化させることによつて行ない、各規格毎に規定さ
れている高群の周波数帯域と、低群の周波数帯域
の切り換えを、スイツチトキヤパシタフイルタの
キヤパシタの容量値を変化させることによつて行
なうようにしたので、比較的周波数帯域の変化が
小さくて済む各規格間の切り換えに関しては、ク
ロツク周波数を変化させる切換方法により、通常
帯域幅の変化を最小限に抑え、また、周波数帯域
の変化が大きい高群と低群の切り換えに関して
は、キヤパシタ容量値を変化させる切換方法によ
り、通過帯域幅の変化を無くした。これにより、
周波数帯域の切り換えに伴なう通過帯域幅の変化
を最小限に抑えることができると共に、キヤパシ
タの容量値を変化させるための回路規模が必要最
小限で済み、この結果、簡単な回路構成で、高精
度な復調を実現することができるという効果が得
られる。
イツチトキヤパシタフイルタのクロツク周波数を
選択することにより、周波数規格の異なる
CCITT規格及びベル規格の全二重通信方式に対
応させると共に、スイツチのキヤパシタ容量を変
化させて、クロツク周波数で選択された各々の全
二重通信方式毎の低群帯域通過フイルタ特性と高
群帯域通過フイルタ特性それぞれに対応させるも
のである。つまり、クロツク周波数の選択とキヤ
パシタ容量変化を組み合わせることにより１個の
スイツチトキヤパシタフイルタだけで周波数規格
の異なるCCITT規格及びベル規格の全二重通信
方式のFSK復調回路に必要なフイルタ特性を実
現できるので、従来のFSK復調回路に比べ、大
幅な小型化、低価格化、高機能化を図ることがで
きる。さらに、CCITT規格によつて規定されて
いる周波数帯域と、ベル規格によつて規定されて
いる周波数帯域の切り換えをスイツチトキヤパシ
タフイルタに供給する制御クロツクの周波数を変
化させることによつて行ない、各規格毎に規定さ
れている高群の周波数帯域と、低群の周波数帯域
の切り換えを、スイツチトキヤパシタフイルタの
キヤパシタの容量値を変化させることによつて行
なうようにしたので、比較的周波数帯域の変化が
小さくて済む各規格間の切り換えに関しては、ク
ロツク周波数を変化させる切換方法により、通常
帯域幅の変化を最小限に抑え、また、周波数帯域
の変化が大きい高群と低群の切り換えに関して
は、キヤパシタ容量値を変化させる切換方法によ
り、通過帯域幅の変化を無くした。これにより、
周波数帯域の切り換えに伴なう通過帯域幅の変化
を最小限に抑えることができると共に、キヤパシ
タの容量値を変化させるための回路規模が必要最
小限で済み、この結果、簡単な回路構成で、高精
度な復調を実現することができるという効果が得
られる。
第１図は一般的なカツプラモデムでのデータの
流れを示す図。第２図は一般に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図。第４図は従来
のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタの基本
回路図。第５図は本発明のFSK復調回路の基本
構成のブロツク図。第６図は本発明に用いるSCF
の基本回路図。第７図は第６図の構成を更に詳し
く説明するための図。第８図は本発明に用いる可
変分周回路の一構成例を示す図。
流れを示す図。第２図は一般に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図。第４図は従来
のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタの基本
回路図。第５図は本発明のFSK復調回路の基本
構成のブロツク図。第６図は本発明に用いるSCF
の基本回路図。第７図は第６図の構成を更に詳し
く説明するための図。第８図は本発明に用いる可
変分周回路の一構成例を示す図。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数を通過させる帯域通過フイルタを備え、該
帯域通過フイルタを通過した周波数に基づき前記
デジタル信号を復調するFSK復調回路に於いて、 前記帯域通過フイルタは、供給される制御クロ
ツクにより動作制御されると共に該制御クロツク
の周波数及び内蔵するキヤパシタの容量値を要因
として通過させる周波数帯域が設定されるスイツ
チトキヤパシタフイルタより成り、 且つ全二重通信方式のCCITT規格及びベル規
格によつて各々規定された高群の周波数帯域及び
低群の周波数帯域を前記通過させる周波数帯域と
して前記スイツチトキヤパシタフイルタに選択的
に設定するため、 規格の選択信号に応じて選択された前記
CCITT規格もしくは前記ベル規格に対応する周
波数のクロツクを前記制御クロツクとして選択的
に発生するクロツク発生回路と、 前記高群の周波数帯域と前記低群の周波数帯域
とを切り換える選択信号に応じて前記スイツチト
キヤパシタフイルタの前記キヤパシタの容量値を
変化させる選択手段とを有することを特徴とする
FSK復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56128395A JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56128395A JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1190751A Division JPH02140011A (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5830260A JPS5830260A (ja) | 1983-02-22 |
| JPH0338787B2 true JPH0338787B2 (ja) | 1991-06-11 |
Family
ID=14983741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56128395A Granted JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5830260A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746809B2 (ja) * | 1983-09-01 | 1995-05-17 | 日本電信電話株式会社 | デ−タ信号受信装置 |
| JPH0296417A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多モード周波数用スイッチトキャパシタフィルタ装置 |
| JPH031740A (ja) * | 1989-05-30 | 1991-01-08 | Fuji Electric Co Ltd | データ伝送回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56131245A (en) * | 1980-03-19 | 1981-10-14 | Hitachi Ltd | Signal detecting circuit |
-
1981
- 1981-08-17 JP JP56128395A patent/JPS5830260A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56131245A (en) * | 1980-03-19 | 1981-10-14 | Hitachi Ltd | Signal detecting circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5830260A (ja) | 1983-02-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100466471B1 (ko) | 집적수신기 | |
| CA1111509A (en) | Charge coupled device filters and modems incorporating such filters | |
| JP5015770B2 (ja) | 回路の、または回路に関連する改善 | |
| US6621346B1 (en) | Impedance matching for programmable gain amplifiers | |
| JP2002539705A (ja) | スプアを制限できる直接ディジタル周波数合成 | |
| KR19980024842A (ko) | 집적 영상 제거 믹서 | |
| Pasternack et al. | Analysis and synthesis of a digital phase‐locked loop for FM demodulation | |
| Moon | CMOS high-frequency switched-capacitor filters for telecommunication applications | |
| JPH0697778A (ja) | 切替えコンデンサデシメータ | |
| JPH0338787B2 (ja) | ||
| JP3062215B2 (ja) | アナログ・フロント・エンド回路 | |
| US4455539A (en) | Switched capacitor all pass filter | |
| KR100273934B1 (ko) | 보정 회로 및 이것을 갖는 전자 회로 장치 | |
| US20140369439A1 (en) | Single amplifier filter for constant group delay in radio frequency transmitters | |
| US6788922B2 (en) | Radio FM receiver having a frequency 2-divider and a frequency 3-divider for alternatively dividing a VCO signal for down-converting a received radio signal | |
| US3717816A (en) | Impulse-scanned n-path filter for several frequency ranges | |
| JPH046145B2 (ja) | ||
| JPH0512891B2 (ja) | ||
| KR20010023488A (ko) | 위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기 | |
| Muto et al. | An integrable image rejection system using a complex analog filter with variable bandwidth and center frequency characteristics | |
| JPH05122262A (ja) | Ｆｓｋ復調回路 | |
| Minnis et al. | A low-IF, polyphase receiver for DECT [in BiCMOS] | |
| EP4106188A1 (en) | Dc-blocking amplifier with aliasing tone cancellation circuit | |
| KR950002075B1 (ko) | 디지탈 나이키스트여파기 | |
| JPS6324661Y2 (ja) |