JPS5830260A - Ｆｓｋ復調回路 - Google Patents
Ｆｓｋ復調回路Info
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- JPS5830260A JPS5830260A JP56128395A JP12839581A JPS5830260A JP S5830260 A JPS5830260 A JP S5830260A JP 56128395 A JP56128395 A JP 56128395A JP 12839581 A JP12839581 A JP 12839581A JP S5830260 A JPS5830260 A JP S5830260A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- filter
- clock
- circuit
- demodulation circuit
- Prior art date
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、前置帯域フィル、りとして、スイッチト・キ
ャパシタ、フィルタ（以下ｓａｙとする）を用いたνＳ
Ｋ復調回路に関する。ＩＦ８に復＊ａ路は安価な低連用
モデムとして用いられ特にカップラ・モデムは簡便に利
用できる事から広く用いられている。ＩＦＳＫ復調回路
は低速であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２線
で可能としているが、それだけにフィルタの重要度は高
い。特にカップラモデムに於ては、電話器のハンドセッ
トを通して送信信号が受信側へ戻ってくるため、これか
ら受信信号を分離するのに高精度のフィルタが要求され
る。従来に於ては高価なｎｏフィルタを使用したり高次
のアクティブフィルタの実現に高度な部品選別、ＩＮ整
を余儀なくされ、高価、且つ大形なものとなっていた。
ャパシタ、フィルタ（以下ｓａｙとする）を用いたνＳ
Ｋ復調回路に関する。ＩＦ８に復＊ａ路は安価な低連用
モデムとして用いられ特にカップラ・モデムは簡便に利
用できる事から広く用いられている。ＩＦＳＫ復調回路
は低速であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２線
で可能としているが、それだけにフィルタの重要度は高
い。特にカップラモデムに於ては、電話器のハンドセッ
トを通して送信信号が受信側へ戻ってくるため、これか
ら受信信号を分離するのに高精度のフィルタが要求され
る。従来に於ては高価なｎｏフィルタを使用したり高次
のアクティブフィルタの実現に高度な部品選別、ＩＮ整
を余儀なくされ、高価、且つ大形なものとなっていた。
しかし近年オペアンプ、容量とスイッチング素子で抵抗
を置き換えた工０化フィルタが開発され、スイッチト・
キャパシタ・フィルタと呼ばれている。精度はコンデン
サの比とクロック周波数によって定まり、容量はＩＯの
パターン面積、クロック周波数は水晶発振器により高精
度化され無調整で高精度高次のフィルタを構成する事が
できる。尚適用する周波数領域に対しクロック周波数の
比は通常数十倍で、標本化される標本化フィルタである
。よって８０１はクロック周波数により通過帯域が移動
する性質があり、バンドパスフィルタの周波数を２倍に
すれば通過帯域も２倍に上昇する。
を置き換えた工０化フィルタが開発され、スイッチト・
キャパシタ・フィルタと呼ばれている。精度はコンデン
サの比とクロック周波数によって定まり、容量はＩＯの
パターン面積、クロック周波数は水晶発振器により高精
度化され無調整で高精度高次のフィルタを構成する事が
できる。尚適用する周波数領域に対しクロック周波数の
比は通常数十倍で、標本化される標本化フィルタである
。よって８０１はクロック周波数により通過帯域が移動
する性質があり、バンドパスフィルタの周波数を２倍に
すれば通過帯域も２倍に上昇する。
本発明はＦＳＸ復調回路のフィルタとして高精度で工０
化可能であり、モデムの低コスト化・小形化に適するＳ
Ｃ′１！の応用方法を提供するものである。
化可能であり、モデムの低コスト化・小形化に適するＳ
Ｃ′１！の応用方法を提供するものである。
本発明の目的は、クロック切り換え及びキャパシタの容
量値切り換えによりＥ！０７のフィルタ数を減少させる
事にある。又本発明の他の目的は８０１Ｆのクロック切
り換え及びキャパシタの容量値切り換えにより異なる仕
様の？８に復調回路の実現を図る事にある。
量値切り換えによりＥ！０７のフィルタ数を減少させる
事にある。又本発明の他の目的は８０１Ｆのクロック切
り換え及びキャパシタの容量値切り換えにより異なる仕
様の？８に復調回路の実現を図る事にある。
以下図面により本発明の詳細な説明を行なう。
第１図はＦＳＫモデムとして代表的なカップラモデムの
ＦＳＫ信号の流れを現わしたものである。スピーカ１の
送信信号が電話器のハンドセット３のスピーカを通し音
響信号に変換され、カップラのマイクロホン２によりモ
デムで受信復調される。問題なのはハンドセットではマ
イクロホンに入った音響信号が自己のスピーカに戻って
くる様設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ通信に
於ては受信信号と自己の送信信号が混合されてしまい、
バンドパスフィルタにより分離する事が不可欠となる。
ＦＳＫ信号の流れを現わしたものである。スピーカ１の
送信信号が電話器のハンドセット３のスピーカを通し音
響信号に変換され、カップラのマイクロホン２によりモ
デムで受信復調される。問題なのはハンドセットではマ
イクロホンに入った音響信号が自己のスピーカに戻って
くる様設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ通信に
於ては受信信号と自己の送信信号が混合されてしまい、
バンドパスフィルタにより分離する事が不可欠となる。
受信信号は回線の減衰を受は低レベルになるのに対し、
戻ってくる送信信号は自己送信レベルと同等で高レベル
であってフィルタの重要度は非常に大きい。又直結モデ
ムの場合ハイブリットトランス等を利用して送信信号の
帰還を中ヤンセルする事ができるが、インピーダンス不
整合等の影蕃で零にはできない。その他復調８ ／ Ｍ
能力向上のためにもフィルタの性能は直接動いてくる。
戻ってくる送信信号は自己送信レベルと同等で高レベル
であってフィルタの重要度は非常に大きい。又直結モデ
ムの場合ハイブリットトランス等を利用して送信信号の
帰還を中ヤンセルする事ができるが、インピーダンス不
整合等の影蕃で零にはできない。その他復調８ ／ Ｍ
能力向上のためにもフィルタの性能は直接動いてくる。
第２図は？ｉ９に信号の周波数分割を図示したものであ
る。ＯＣ工ＴＴによる規格等各種の屑波数割り当てがさ
れており、代表的なものとして点線にＯＯ工ＴＴ規格、
ベル規格を実線で表わす。黒丸はＯＯ工Ｔ’Ｘ’規格、
白丸はベル規格のマーク又はスペースを表わし、我国で
用いられている００工ＴＴ規格によるものは低群のマー
クが９８０Ｈｚ、スペースが１１８０’Ｈ１！’＃、高
群のマークが１６５０Ｈｚ、スペースが１８５０！富で
ある。高群と低群を分離するためにバンドパスフィルタ
が必要になると共にモデムに予め設定するか、モデムの
スイッチ切り換えで低群送信モードか、高群送信モード
に切り換え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要が
ある。
る。ＯＣ工ＴＴによる規格等各種の屑波数割り当てがさ
れており、代表的なものとして点線にＯＯ工ＴＴ規格、
ベル規格を実線で表わす。黒丸はＯＯ工Ｔ’Ｘ’規格、
白丸はベル規格のマーク又はスペースを表わし、我国で
用いられている００工ＴＴ規格によるものは低群のマー
クが９８０Ｈｚ、スペースが１１８０’Ｈ１！’＃、高
群のマークが１６５０Ｈｚ、スペースが１８５０！富で
ある。高群と低群を分離するためにバンドパスフィルタ
が必要になると共にモデムに予め設定するか、モデムの
スイッチ切り換えで低群送信モードか、高群送信モード
に切り換え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要が
ある。
第３図は従来の？ＳＫ復調回路のブロック図である。マ
イクロホン４．バイパスフィルタ５．アンプ６、バンド
パスフィルタ８．リミッタ８．復調回路９より構成され
る。５は低域にある衝撃、振動雑音を除来し、復調回路
の方式としてはマーク、スペースに対応したバンドパス
フィルタのレベル差を取る方式、ＰＬＬを用いＴｏｏ出
力を復調出力として利用する方式、カウンタにより周期
を測定する方式などがある。７のバンドパスフィルタに
関しては前述した様に高群を受信するか１低詳を受信す
るかで通常帯域を切り換える必要があり、送信する帯域
と逆になる事は言うまでも無い。その為ＬＯフィルタを
２系列用意し入出力を切り換える為非常に高価になる。
イクロホン４．バイパスフィルタ５．アンプ６、バンド
パスフィルタ８．リミッタ８．復調回路９より構成され
る。５は低域にある衝撃、振動雑音を除来し、復調回路
の方式としてはマーク、スペースに対応したバンドパス
フィルタのレベル差を取る方式、ＰＬＬを用いＴｏｏ出
力を復調出力として利用する方式、カウンタにより周期
を測定する方式などがある。７のバンドパスフィルタに
関しては前述した様に高群を受信するか１低詳を受信す
るかで通常帯域を切り換える必要があり、送信する帯域
と逆になる事は言うまでも無い。その為ＬＯフィルタを
２系列用意し入出力を切り換える為非常に高価になる。
又アクティブフィルタの定数を切り換える方式もあり第
４図にそむを示す。第４図は２次のＲＯアクティブバン
ドパスフィルタであって、６次のフィルタを実現するた
めに６段カスケードに接続される。性取は、抵抗ｊｌ、
１２とトランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４はペース
抵抗、Ｈ／ＩＩ は切り換え信号で高域受信でＨレベ
ルになって１３をオン、低域受信でＬレベルとなる。し
かしこの切り換え回路は、６次なら５段分必要であり、
又ＲＯアクティブフィルタの性質として高精度を得るに
は、Ｒ，Ｏの選別及び調整が困難であり長期信頼性、温
度特性も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで
設計する事になり、急峻なカットオフ特性を得にくい。
４図にそむを示す。第４図は２次のＲＯアクティブバン
ドパスフィルタであって、６次のフィルタを実現するた
めに６段カスケードに接続される。性取は、抵抗ｊｌ、
１２とトランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４はペース
抵抗、Ｈ／ＩＩ は切り換え信号で高域受信でＨレベ
ルになって１３をオン、低域受信でＬレベルとなる。し
かしこの切り換え回路は、６次なら５段分必要であり、
又ＲＯアクティブフィルタの性質として高精度を得るに
は、Ｒ，Ｏの選別及び調整が困難であり長期信頼性、温
度特性も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで
設計する事になり、急峻なカットオフ特性を得にくい。
第５図は本発明のＢＯ７１を用いた復調回路のプｊｙり
図であり、工ａ化により無調整での高精度化、信頼性、
小形化、低コスト化が図れる。マイクロホン１５．コン
デンサ１６と抵抗１７によるバイパスフィルタ、アンプ
１８を通し受信信号は８０１Ｆ１９に入力される。ｓａ
ｙは出力にクロック周波数が階段状に重電されているの
で抵抗２０、コンデンサ２１による、ローパスフィルタ
を通した後バッファ２２とコンデンサ２３．抵抗２４で
８０１のオペアンプの影響によるオフセットを除失する
。ｓａｙの折り返し雑音防止フィルタは入力がマイクロ
ホンを通した音響信号であり、高域の折り返し領域のエ
ネルギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアンプ
、２６はリミッタ、２７はコンパレータ、２８は復調回
路である。復調回路はコンパレータの出力である方形波
をカウンタでマークかスペースか周期測定しデジタル信
号を得る。カウンタ方式はロジックのみで構成でき工Ｏ
化が非常に容易であるが、ノイズレベルの低い入力を必
要とする。この欠点は高次８０１の採用により解消され
る。又アンプを１８．２５と５ＯＩＦの前後に分散して
いるのは比較的ＳＯνはノイズが大きくレベルの大きい
位置で用いたいのと、Ｂ０１０入力に、雑音等によりク
リップ、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小さなレ
ベルで用いたいといった２つの相反する要求を満足させ
る事にある。その他２２，２５．２４のノ曳イノシスフ
ィルタは波形の＋側−側に偏ってリミッタ力（動作する
のを防止すると共に、リミッタ・コンノぐレータ間も交
流結合として正確なゼロクロスコンパレータを形成し復
調能力が低下しなし）ようにする。
図であり、工ａ化により無調整での高精度化、信頼性、
小形化、低コスト化が図れる。マイクロホン１５．コン
デンサ１６と抵抗１７によるバイパスフィルタ、アンプ
１８を通し受信信号は８０１Ｆ１９に入力される。ｓａ
ｙは出力にクロック周波数が階段状に重電されているの
で抵抗２０、コンデンサ２１による、ローパスフィルタ
を通した後バッファ２２とコンデンサ２３．抵抗２４で
８０１のオペアンプの影響によるオフセットを除失する
。ｓａｙの折り返し雑音防止フィルタは入力がマイクロ
ホンを通した音響信号であり、高域の折り返し領域のエ
ネルギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアンプ
、２６はリミッタ、２７はコンパレータ、２８は復調回
路である。復調回路はコンパレータの出力である方形波
をカウンタでマークかスペースか周期測定しデジタル信
号を得る。カウンタ方式はロジックのみで構成でき工Ｏ
化が非常に容易であるが、ノイズレベルの低い入力を必
要とする。この欠点は高次８０１の採用により解消され
る。又アンプを１８．２５と５ＯＩＦの前後に分散して
いるのは比較的ＳＯνはノイズが大きくレベルの大きい
位置で用いたいのと、Ｂ０１０入力に、雑音等によりク
リップ、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小さなレ
ベルで用いたいといった２つの相反する要求を満足させ
る事にある。その他２２，２５．２４のノ曳イノシスフ
ィルタは波形の＋側−側に偏ってリミッタ力（動作する
のを防止すると共に、リミッタ・コンノぐレータ間も交
流結合として正確なゼロクロスコンパレータを形成し復
調能力が低下しなし）ようにする。
本発明の特徴は８０１Ｆ１９及び発振分周回路３０の構
成にある。第一の実施例として、例え＆ｆｏ。
成にある。第一の実施例として、例え＆ｆｏ。
ＩＴτの周波数規格で高群フィルタと低群フィルタを実
現する場合について述べる。ｓ ｏ ｙｐ １９ Ｇｅ
ｔスイッチトキャパシタ積分器（以下、ＳＯ積分器と略
記）を主な構成要素としてＬＯはしご形フィルタの各素
子の素子電圧、素子電流をシミユレートすることにより
前記ＩＩＯはしご形フィルタと等価な伝送特性を実現す
る、いわゆるリープ７０ツグｓａｙとして構成されるも
のとする。本発明に用いるリープ７０ツグ１１０１の基
本回路の一例を第６図に示す。同図において各記号の意
味は次のとうりである。
現する場合について述べる。ｓ ｏ ｙｐ １９ Ｇｅ
ｔスイッチトキャパシタ積分器（以下、ＳＯ積分器と略
記）を主な構成要素としてＬＯはしご形フィルタの各素
子の素子電圧、素子電流をシミユレートすることにより
前記ＩＩＯはしご形フィルタと等価な伝送特性を実現す
る、いわゆるリープ７０ツグｓａｙとして構成されるも
のとする。本発明に用いるリープ７０ツグ１１０１の基
本回路の一例を第６図に示す。同図において各記号の意
味は次のとうりである。
３１・・・・・・演算増幅器（ｓａｙがＭＯＦ３ＬＯと
してモノリシック化される場合はＭＯ８演算増幅器） ５２．５５．５４・・・・・・クロック周波数ｆ―でス
イッチングされるスイッチ ５５．５６．５７・・・・・・スイッチにより容量値の
選択が可能なキャパシタ Ｓ８・・・・・・容量値固定のキャパシタ３９・・・・
・・逆相積分入力端子 ４０・・・・・・正相積分入力端子 ４１・・・・・・定数倍入力端子 ４２・・・・・・出力端子 ４３・・・・・・接地 キャパシタ５５，３６，３７．５８の容量値をそれぞれ
Ｏｆ、０２．Ｏｎ、０４．端子５９，４０．４１への入
力信号をそれぞれ’ｖｔ、ｖｚ、ｙｓとすると出力信号
ＶＯは次式で表わされる。
してモノリシック化される場合はＭＯ８演算増幅器） ５２．５５．５４・・・・・・クロック周波数ｆ―でス
イッチングされるスイッチ ５５．５６．５７・・・・・・スイッチにより容量値の
選択が可能なキャパシタ Ｓ８・・・・・・容量値固定のキャパシタ３９・・・・
・・逆相積分入力端子 ４０・・・・・・正相積分入力端子 ４１・・・・・・定数倍入力端子 ４２・・・・・・出力端子 ４３・・・・・・接地 キャパシタ５５，３６，３７．５８の容量値をそれぞれ
Ｏｆ、０２．Ｏｎ、０４．端子５９，４０．４１への入
力信号をそれぞれ’ｖｔ、ｖｚ、ｙｓとすると出力信号
ＶＯは次式で表わされる。
・・・・・・・・・（１）
ただし、８−ｊ！πｔ Ｃ３＝ｌ’コー、ｆは信号周
波数） 式（１）において、第一項はスイッチ３２、キャパシタ
３５．３８によるｖｌの逆相積分を、第二′項はスイッ
チ５３，５４．キャパシタ５６．５８によるｖ８の正相
積分を、第三項はキャパシタ３７゜３８によるｖ３の定
数倍をそれぞれ表わす。キャパシタ比０４’０４’０４
は、フィルタの仕様（次数２通過域リップル、通過
帯域幅、中心周波数等）が決定され、この仕様に基づい
てｎｏはレジ形フィルタの素子値が定められ、更にこれ
らり、０の素子値及びクロック周波数ｆ＃の値からリー
プフロッグ法に基づく対応より算出される。従って、高
群フィルタの仕様及び低群フィルタの仕様という二通り
の仕様が与えられるとそれらに基づいてキャパシタ比も
二通り定まることになる。以下高群フィルタのキャパシ
タ値は添字五、低群フィルタのキャパシタ値は添字りで
表わすことにするＯＩＬ ＯＩＨＯ！Ｉｔ ＯＩＨ
ＯＩＬ ０１Ｈｏ ｆ＆：ｓ ｏ 、ａ ＜ ａ
ａ ｓ Ｏ４＜ ｏ ａ ｅ ａ ａ ＜
ａ ａ″ｒ、％６１ｙＢ：ｔ６・′″Ｏ／＆ ！ ！
６ ｍ（Ｄｔｓ＊＠Ｗｒ（Ｄ ｌ具体的な構成の一例
は第′７図のようになる。第７図において各記号の意味
は次のとうりである。
波数） 式（１）において、第一項はスイッチ３２、キャパシタ
３５．３８によるｖｌの逆相積分を、第二′項はスイッ
チ５３，５４．キャパシタ５６．５８によるｖ８の正相
積分を、第三項はキャパシタ３７゜３８によるｖ３の定
数倍をそれぞれ表わす。キャパシタ比０４’０４’０４
は、フィルタの仕様（次数２通過域リップル、通過
帯域幅、中心周波数等）が決定され、この仕様に基づい
てｎｏはレジ形フィルタの素子値が定められ、更にこれ
らり、０の素子値及びクロック周波数ｆ＃の値からリー
プフロッグ法に基づく対応より算出される。従って、高
群フィルタの仕様及び低群フィルタの仕様という二通り
の仕様が与えられるとそれらに基づいてキャパシタ比も
二通り定まることになる。以下高群フィルタのキャパシ
タ値は添字五、低群フィルタのキャパシタ値は添字りで
表わすことにするＯＩＬ ＯＩＨＯ！Ｉｔ ＯＩＨ
ＯＩＬ ０１Ｈｏ ｆ＆：ｓ ｏ 、ａ ＜ ａ
ａ ｓ Ｏ４＜ ｏ ａ ｅ ａ ａ ＜
ａ ａ″ｒ、％６１ｙＢ：ｔ６・′″Ｏ／＆ ！ ！
６ ｍ（Ｄｔｓ＊＠Ｗｒ（Ｄ ｌ具体的な構成の一例
は第′７図のようになる。第７図において各記号の意味
は次のとうりである。
５１．３８．３９，４０，４１．４２．４５・・・・・
・第６図の同一記号のものと同じ ４４．４５，４６，４７．４８．４９・・・・・・周波
数ｆｍのクロックＯＬ、ＯＬでスイッチングされるアナ
ログスイッチ（この例ではＰチャネルトランスファーゲ
ート） ５０．５１．５２・・・・・・外部からの制御信号φに
よってスイッチングされるアナログスイッチ（この例で
はＰチャネルトランスファーゲート）５３．５４，５５
，５６，５７，５８…・・・キャパシタ ５９・・・・・・制御信号φの入力端子＊＃、ｉユ。６
８１１゜１．。ＩＨ＝ＯＩＬ□−６，。
・第６図の同一記号のものと同じ ４４．４５，４６，４７．４８．４９・・・・・・周波
数ｆｍのクロックＯＬ、ＯＬでスイッチングされるアナ
ログスイッチ（この例ではＰチャネルトランスファーゲ
ート） ５０．５１．５２・・・・・・外部からの制御信号φに
よってスイッチングされるアナログスイッチ（この例で
はＰチャネルトランスファーゲート）５３．５４，５５
，５６，５７，５８…・・・キャパシタ ５９・・・・・・制御信号φの入力端子＊＃、ｉユ。６
８１１゜１．。ＩＨ＝ＯＩＬ□−６，。
０１Ｈ＝ＯＩＬ＋Δｏ意 、０ｓＨ＝ＯｓＬ＋Δｏｓ
（Ｑ間係があるとき、第７図の５３．５４，５５．５
４．５７．５８の各キャパシタの容量値をそれぞれ、Ｏ
ＩＬ、Δｌｊｌ、（ｕｎ、Δ０３１．ＯＩＬ、Δ０３
に設定する。高群フイをりを選択するときはφをローに
、低群フィルタを選択するときはφをハイにすることに
より、一つのフィルタで高群、低群の二つの伝送特性を
実現することが可能となる。本発明の第二の実施例は第
一の実施例に示した容量値の選択とｍａｙのクロック周
波数ｆ口の切り換えとを併用するものである。第５図に
おいてＥＩＯ？のクロックＯＬ、Ｏτは二つの分周比を
有する発振分層回路５０と水晶振動子２２によって得ら
れ、分局比は４人力により二つの周波数規格（例えばＯ
ａ工ＴＴ規格とベル規格）に適した分周周波数を与える
。例として、低群フィルタを考え、帯域通過フィルタの
中心周波数とｓＯ］Ｆのクロック周波数の比を３翫６１
とすれば、００工？Ｔ規格では１１０８０Ｈの５５．６
１倍である３＆４６ＫＨｚ、ベル規格では１１７０Ｈｚ
の３翫６１倍である４ｔ６７ＫＨｍとなり水晶周波数を
ＩＭＨｚ、それぞれの分周比を１３．１２とすればほぼ
目的のクロック周波数を得ることができる。第８図は本
発明の可変分周回路の実施例であって第５図の３０に相
当する。水晶振動子６Ω、０Ｍ０Ｂ等によるインバータ
６２．帰還抵抗６１により発振されたＩＭＨｇが分周段
に入力される。Ｄタイプフリップ７０ツブ６５〜６７の
うち６３〜６６は、３又はｎで動作する分周段であり、
信号Ｓがハイレベルであれば、インバータ６８．アンド
ゲート６り、７０及びオアゲート７１より成るデコーダ
により、アップカウンタ６３〜６６の２進出力が１１０
１（ただし、６６をＬｓＢとする。）のときに前記アッ
プカウンタをリセットして００００に戻す。信号Ｓがロ
ーレベルであればカウンタ出力１１００のときにリセッ
トする。即ち、第８図の分周回路はＳがハイ、であれば
ｎ分周回路、Ｓがｉ−であれば］分分周路として動作す
る。ＩＦ？６６のｑ出方に得られる信号はデユーティ比
が目１でないため、？］Ｆ、６７にて７分周を行うこと
により、デエーティ比目１のクロック信号ＯＬ及び丁Ｌ
（５＆４６ＫＨｔｓ又ｌ＋ｔ、４１．４７ＫＨｚ）を得
る。第８図のごとき構成の可変分周回路と第一の実施例
で述べた可変帯域ｓａｐとを併用することにより一つの
ｓａｙのみで００工Ｔ丁規格、ベル規格及び高群フィル
タ、低群フィルタに適する四通りの伝送特性を実現する
ことができる。
（Ｑ間係があるとき、第７図の５３．５４，５５．５
４．５７．５８の各キャパシタの容量値をそれぞれ、Ｏ
ＩＬ、Δｌｊｌ、（ｕｎ、Δ０３１．ＯＩＬ、Δ０３
に設定する。高群フイをりを選択するときはφをローに
、低群フィルタを選択するときはφをハイにすることに
より、一つのフィルタで高群、低群の二つの伝送特性を
実現することが可能となる。本発明の第二の実施例は第
一の実施例に示した容量値の選択とｍａｙのクロック周
波数ｆ口の切り換えとを併用するものである。第５図に
おいてＥＩＯ？のクロックＯＬ、Ｏτは二つの分周比を
有する発振分層回路５０と水晶振動子２２によって得ら
れ、分局比は４人力により二つの周波数規格（例えばＯ
ａ工ＴＴ規格とベル規格）に適した分周周波数を与える
。例として、低群フィルタを考え、帯域通過フィルタの
中心周波数とｓＯ］Ｆのクロック周波数の比を３翫６１
とすれば、００工？Ｔ規格では１１０８０Ｈの５５．６
１倍である３＆４６ＫＨｚ、ベル規格では１１７０Ｈｚ
の３翫６１倍である４ｔ６７ＫＨｍとなり水晶周波数を
ＩＭＨｚ、それぞれの分周比を１３．１２とすればほぼ
目的のクロック周波数を得ることができる。第８図は本
発明の可変分周回路の実施例であって第５図の３０に相
当する。水晶振動子６Ω、０Ｍ０Ｂ等によるインバータ
６２．帰還抵抗６１により発振されたＩＭＨｇが分周段
に入力される。Ｄタイプフリップ７０ツブ６５〜６７の
うち６３〜６６は、３又はｎで動作する分周段であり、
信号Ｓがハイレベルであれば、インバータ６８．アンド
ゲート６り、７０及びオアゲート７１より成るデコーダ
により、アップカウンタ６３〜６６の２進出力が１１０
１（ただし、６６をＬｓＢとする。）のときに前記アッ
プカウンタをリセットして００００に戻す。信号Ｓがロ
ーレベルであればカウンタ出力１１００のときにリセッ
トする。即ち、第８図の分周回路はＳがハイ、であれば
ｎ分周回路、Ｓがｉ−であれば］分分周路として動作す
る。ＩＦ？６６のｑ出方に得られる信号はデユーティ比
が目１でないため、？］Ｆ、６７にて７分周を行うこと
により、デエーティ比目１のクロック信号ＯＬ及び丁Ｌ
（５＆４６ＫＨｔｓ又ｌ＋ｔ、４１．４７ＫＨｚ）を得
る。第８図のごとき構成の可変分周回路と第一の実施例
で述べた可変帯域ｓａｐとを併用することにより一つの
ｓａｙのみで００工Ｔ丁規格、ベル規格及び高群フィル
タ、低群フィルタに適する四通りの伝送特性を実現する
ことができる。
以上述べたごとく、本発明を用いると？ＳＫモデム用受
信回路の低コスト化、小型化、高精度化が達成できる。
信回路の低コスト化、小型化、高精度化が達成できる。
第１図は一般的なカップラモデムでのデータの流れを示
す。第２ｖ！Ｊは一般に用いられているＴＩＢ！モデム
の周波数帯域を示す。第３図は従来の７８に復調回路の
ブロック図である。第４図は従来のｙｓｘ復調回路のＲ
（ｌアクティブフィルタの基本回路である。第５図は本
発明の実施例になる１８に復ｓｇａ路のブロック図であ
る。第６図は本発明に用いるｓａｙの基本回路の一例で
あり、第７図は第６図の構成を更に詳しく説明するため
の図である。第８図は本発明に用いる可変分周回路の一
構成例である。 以上 出願人 株式会社諏訪精工舎 代理人 弁理士 最上 務 第３図 Ｉブ 第４図 ３ｉ？８５図
す。第２ｖ！Ｊは一般に用いられているＴＩＢ！モデム
の周波数帯域を示す。第３図は従来の７８に復調回路の
ブロック図である。第４図は従来のｙｓｘ復調回路のＲ
（ｌアクティブフィルタの基本回路である。第５図は本
発明の実施例になる１８に復ｓｇａ路のブロック図であ
る。第６図は本発明に用いるｓａｙの基本回路の一例で
あり、第７図は第６図の構成を更に詳しく説明するため
の図である。第８図は本発明に用いる可変分周回路の一
構成例である。 以上 出願人 株式会社諏訪精工舎 代理人 弁理士 最上 務 第３図 Ｉブ 第４図 ３ｉ？８５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１） ！−り、スペースに対応した興なる周波数に
よる二値信号を受信復調する’１！ＳＫ復調回路に於て
、対になるマーク、スペース周波数を通過させる帯域通
過フィルタにスイッチトキャパシタフイルタを用い、該
スイッチトキャパシタフィルタにクロック信号を供給す
るクロック回路は二種類以上の周波数から一つを選択し
て発生する手段を有し、該スイッチトキャパシタフィル
タは外部すらの信号により開閉が制御されるスイッチ列
及び該スイッチ列の開閉状態によって容量値が変えられ
るキャパシタ列を有することを特徴とする７８に復調回
路。 （１） 前記クロック回路の周波数は全二重通信方式
の二つの周波数帯域の受信周波数帯域側に対応したクロ
ック周波数を選択発生し、スイッチトキャパシタフイル
タの通過帯域を切り換えることを特徴とする特許請求の
範匪第−項記載のＶ８に復調回路。 （８）前記クロック回路は周波数規格の異なる全二重通
信方式に応じて受信周波数帯域側のスイッチトキャパシ
タフ゛イルタのクロック周波数を選択発生することを特
徴とする特許請求の範囲第一項乃至第二項記載のＩＦＳ
Ｘ復調回路。 （４）前記キャパシタ列の容量値は、全二重通信方式の
二つの周波数帯域の受信周波数帯域側に対応した値とな
るように選択され、スイッチトキャパシタフイルタの通
過帯域が切り換えられることを特徴とする特許請求の範
囲第一項乃至第三項記載の？８Ｍ：復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56128395A JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56128395A JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1190751A Division JPH02140011A (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5830260A true JPS5830260A (ja) | 1983-02-22 |
| JPH0338787B2 JPH0338787B2 (ja) | 1991-06-11 |
Family
ID=14983741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56128395A Granted JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5830260A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6052145A (ja) * | 1983-09-01 | 1985-03-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | デ−タ信号受信装置 |
| JPH0296417A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多モード周波数用スイッチトキャパシタフィルタ装置 |
| JPH031740A (ja) * | 1989-05-30 | 1991-01-08 | Fuji Electric Co Ltd | データ伝送回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56131245A (en) * | 1980-03-19 | 1981-10-14 | Hitachi Ltd | Signal detecting circuit |
-
1981
- 1981-08-17 JP JP56128395A patent/JPS5830260A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56131245A (en) * | 1980-03-19 | 1981-10-14 | Hitachi Ltd | Signal detecting circuit |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6052145A (ja) * | 1983-09-01 | 1985-03-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | デ−タ信号受信装置 |
| JPH0296417A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多モード周波数用スイッチトキャパシタフィルタ装置 |
| JPH031740A (ja) * | 1989-05-30 | 1991-01-08 | Fuji Electric Co Ltd | データ伝送回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0338787B2 (ja) | 1991-06-11 |
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