JPH0327770A - スイツチングレギユレータ - Google Patents
スイツチングレギユレータInfo
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- JPH0327770A JPH0327770A JP1149299A JP14929989A JPH0327770A JP H0327770 A JPH0327770 A JP H0327770A JP 1149299 A JP1149299 A JP 1149299A JP 14929989 A JP14929989 A JP 14929989A JP H0327770 A JPH0327770 A JP H0327770A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Pharmaceuticals Containing Other Organic And Inorganic Compounds (AREA)
- Cookers (AREA)
- Telephone Function (AREA)
- Coupling Device And Connection With Printed Circuit (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、出力電圧の制限のための保護が行われてい
るスイッチングレギュレータであって、スイッチングト
ランジスタを駆動するための駆動装置を有し、スイッチ
ングトランジスタを介して直流電圧が周期的に変戒器の
一次巻線に与えられ、変成器が少なくとも１つの二次巻
線を有し、この二次巻線から整流装置を介して出力電圧
が取り出され得るスイッチングレギュレータに関するも
のである． 〔従来の技術〕 このようなスイッチングレギュレータはたとえばドイツ
連邦共和国特許第Ａｌ−３３４１０７４号明細書から公
知である．スイッチングレギュレータの二次側の過大な
電圧から保護するため、一次側の過大なｉｔ流の際にス
イ７チングトランジスタを周期的に遮断させるサイリス
クが設けられている。
るスイッチングレギュレータであって、スイッチングト
ランジスタを駆動するための駆動装置を有し、スイッチ
ングトランジスタを介して直流電圧が周期的に変戒器の
一次巻線に与えられ、変成器が少なくとも１つの二次巻
線を有し、この二次巻線から整流装置を介して出力電圧
が取り出され得るスイッチングレギュレータに関するも
のである． 〔従来の技術〕 このようなスイッチングレギュレータはたとえばドイツ
連邦共和国特許第Ａｌ−３３４１０７４号明細書から公
知である．スイッチングレギュレータの二次側の過大な
電圧から保護するため、一次側の過大なｉｔ流の際にス
イ７チングトランジスタを周期的に遮断させるサイリス
クが設けられている。
さらに、スイッチングレギュレータの出力電圧を調節回
路により安定化することは公知である．制ｍｌまたは制
１１偏差の検出はスイッチングレギュレータの変戒器に
おけるＵ４節巻線を介して（シーメンス製品情報“娯楽
用電子機器用のＩＣ，ＳＮＴｓ 、１９８７年８月発
行を参照）またはオブトカップラーを介して行われ得る
．制御および監視装置を介してスイッチングトランジス
タが検出された制御量または制御偏差に関係して駆動さ
れる。
路により安定化することは公知である．制ｍｌまたは制
１１偏差の検出はスイッチングレギュレータの変戒器に
おけるＵ４節巻線を介して（シーメンス製品情報“娯楽
用電子機器用のＩＣ，ＳＮＴｓ 、１９８７年８月発
行を参照）またはオブトカップラーを介して行われ得る
．制御および監視装置を介してスイッチングトランジス
タが検出された制御量または制御偏差に関係して駆動さ
れる。
しかし、これらの公知の回路装置においてｔｌ節回路が
故障していると、スイッチングレギエレータの出力電圧
が許容し得ない値に上昇し得る．２０ないし４０％の出
力電圧の上昇の際には制御および監視装置の信号処理段
は機能可能な状態にとどまる．なぜならば、その供給電
圧は一般に事後安定化されているからである． このことはテレビジッン装置の電流供給のためにスイッ
チングレギュレータを使用する際に特に問題となる．す
なわち行偏向回路（Ｈ偏向）の非安定化供給電圧がこの
百分率だけ上昇すると、テレビジぢン装置のブラウン管
における高電圧も同じ比率で、たとえば２５ｋＶから３
５ｋＶへ上昇する．テレビジッン像は観察者に少し拡大
されて、しかし鋭＜、．現れるので、装Ｗは引き続き使
用される．こうしてＸｗＡ限界値が危険な仕方で超過さ
れる．従って個々の国のＸ線条例は、テレビジヲン装置
のブラウン管における高電圧の上昇を防止する安全な保
護回路を規定している．ドイツ連邦共和国ではテレビジ
ゴン装置の許容Ｘ線放射の限界値はたとえば３０ｋＶで
ある． 主な問題は、現在一般にスイッチングレギエレータおよ
び行終段のＨ偏向回路のなかに使用されるバイボーラト
ランジスタが耐電圧性に非常に大きい安全マージンを有
することにある．たとえばバイポーラトランジスタＢｔ
Ｊ５０Ｂはスイッチングレギュレータのなかでは約７０
０Ｖで、また９０゜行終段のなかでは約９５０■で使用
される．このバイボーラトランジスタＢＵ５０８の限界
データは１５００Ｖであり、また破壊限界は１７００な
いし１８００Ｖである．このことは、終段が過電圧によ
り損傷することはほとんどないが、故障した清節電圧の
際にはスイッチングレギュレータの危険な高電圧、従っ
てまた過大な高電圧がブラウン管に生ずること、従って
また危険な高いＸ線放射が生ずることを意味する． 〔発明が解決しようとする課題〕 本発明のｉｌ題は、出力電圧の許容し得ない上昇を確実
にかつごくわずかな費用で回避し得るスイッチングレギ
ュレータ用の回路装置を提供することである。
故障していると、スイッチングレギエレータの出力電圧
が許容し得ない値に上昇し得る．２０ないし４０％の出
力電圧の上昇の際には制御および監視装置の信号処理段
は機能可能な状態にとどまる．なぜならば、その供給電
圧は一般に事後安定化されているからである． このことはテレビジッン装置の電流供給のためにスイッ
チングレギュレータを使用する際に特に問題となる．す
なわち行偏向回路（Ｈ偏向）の非安定化供給電圧がこの
百分率だけ上昇すると、テレビジぢン装置のブラウン管
における高電圧も同じ比率で、たとえば２５ｋＶから３
５ｋＶへ上昇する．テレビジッン像は観察者に少し拡大
されて、しかし鋭＜、．現れるので、装Ｗは引き続き使
用される．こうしてＸｗＡ限界値が危険な仕方で超過さ
れる．従って個々の国のＸ線条例は、テレビジヲン装置
のブラウン管における高電圧の上昇を防止する安全な保
護回路を規定している．ドイツ連邦共和国ではテレビジ
ゴン装置の許容Ｘ線放射の限界値はたとえば３０ｋＶで
ある． 主な問題は、現在一般にスイッチングレギエレータおよ
び行終段のＨ偏向回路のなかに使用されるバイボーラト
ランジスタが耐電圧性に非常に大きい安全マージンを有
することにある．たとえばバイポーラトランジスタＢｔ
Ｊ５０Ｂはスイッチングレギュレータのなかでは約７０
０Ｖで、また９０゜行終段のなかでは約９５０■で使用
される．このバイボーラトランジスタＢＵ５０８の限界
データは１５００Ｖであり、また破壊限界は１７００な
いし１８００Ｖである．このことは、終段が過電圧によ
り損傷することはほとんどないが、故障した清節電圧の
際にはスイッチングレギュレータの危険な高電圧、従っ
てまた過大な高電圧がブラウン管に生ずること、従って
また危険な高いＸ線放射が生ずることを意味する． 〔発明が解決しようとする課題〕 本発明のｉｌ題は、出力電圧の許容し得ない上昇を確実
にかつごくわずかな費用で回避し得るスイッチングレギ
ュレータ用の回路装置を提供することである。
この課題は、本発明によれば、スイッチングトランジス
タがアバランシェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタ
であり、スイッチングレギュレータが、スイッチングレ
ギュレータの安全な連続作動とアバランシェ降伏耐性を
有するＭＯＳトランジスタの破壊限界との間に５％ない
し２０％の電圧マージンが設けられることにより解決さ
れる．本発明によるスイッチングレギュレータによれば
、スイッチングレギュレータの信頼性が■００％の電圧
マージンを有するバイボーラトランジスタの場合または
４０％の電圧マージンを有するＭＯＳトランジスタの場
合よりも高くまたは少なくともそれと等しくなる． たとえばブラウン管弧絡、雷に起因する過電圧またはス
イッチングレギュレータ内の同期化擾乱のような外部影
響により一回の非常に高い阻止電圧ピークがスイッチン
グレギュレータ内に生じ得る．本発明は、この阻止電圧
ピークがたとえばドイツ連邦共和国特許出願公開第３７
１８９１２号明細書から公知のアバランシェ降伏耐性を
有するＭＯＳトランジスタに対して危険でなく、また電
力用ツェナーダイオードの場合と類似して確実に制限さ
れるという嘉実を利用する。その際、あらゆる点で数Ａ
までのオーダーの１ｌｉ流ピークが生じてよい．重要な
ことは、制限効果により惹起される損失電力がアバラン
シェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタの限界値を越
える温度超過に通しないことである． すなわちアバランシエ降伏耐性を有するＭＯＳトランジ
スタにおける一回の電圧ピークは、ピーク電力がｋＶＡ
範囲内にあるとしても、本発明によれば許容可能である
．それに対してアバランシ工降伏耐性を有するＭＯＳト
ランジスタの許容可能なドレイン−ソース間電圧が周期
的に各パルスの際に超遇されると、アバランシェ降伏耐
性を有するＭＯＳトランジスタは非常に迅速に過熱され
かつ破壊される．このようなアバランシェ降伏耐性を有
するＭＯＳトランジスタ、たとえばアバランシェ降伏耐
性を有するＳＩＰＭＯＳ｝ランジス夕では、破壊限界は
“ツェナー限界”に位置している．それによって調節回
路の故障の際にも、スイッチングレギュレータの出力電
圧が開発の際に予め定められた５％ないし２０％よりも
大きく超過されることが有効に防止される． このことはスイッチングレギュレータに対して追加的な
構或要素費用なしに実現し得る確実な保護メカニズムを
呈する． 〔実施例〕 以下、４つの図面を参照して１つの実施例により本発明
を一層詳細に説明する． 第１図には減衰振動状態での正常作動の際のスイッチン
グレギュレータ内のスイッチングトランジスタの負荷回
路における典型的な電圧経過が示されている．スイッチ
ングトランジスタとしてバイポーラトランジスタが使用
される場合、このバイボーラトランジスタのコレクター
エξツタ電圧ＵＣ！が、またはＭＯＳトランジスタでは
そのドレイン−ソース間電圧Ｕ０が参照符号４を付して
示されている．スイッチングトランジスタのスイッチオ
フの後に、第１図中に示されている行き過ぎ振動を生ず
るｅＵＮはスイッチングレギュレータの正常作動および
特定の予め定められた入力電圧の際にスイッチングトラ
ンジスタの両端に降下するピーク阻止電圧が示されてい
る．スイッチングレギュレータの人力端における２２０
Ｖの交流電圧ではＵＮはたとえば５００ｖである．スイ
ッチングトランジスタとしてバイボーラトランジスタが
使用されると、５０％ないし１００％の電圧マージンが
予め与えられなければならない．すなわち、許容可能な
コレクターエミッタ間電圧Ｕ ｅ！３はバイポーラトラ
ンジスタに正常作動の際に生ずる電圧よりも約５０％な
いしｌｏｏ％高く選定されなければならない．なぜなら
ば、バイボーラトランジスタが一回の許容可能なコレク
ターエミッタ間電圧ｕｃｘｓを越える電圧ピークにより
破壊されるからである．通常のＭＯＳトランジスタも許
容可能なコレクターエミッタ間電圧Ｕ．Ｈの一回の短時
間の超過により直ちに破壊される． ？って、ＷＩ似の高い電圧マージンがＭＯＳ トランジ
スタを有するスイッチングレギュレータの欄発の際に考
慮されなければならない．通常のＭＯＳトランジスタの
電圧マージンは約４０％である．本発明によれば、スイ
ッチングレギュレータはアバランシェ降伏耐性を有する
ＭＯＳトランジスタ、好ましくはアバランシェ降伏耐性
を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタを有する．スイッチ
ングレギュレータ、特にプロッキング発振式スイッチン
グレギュレータは、アバランシエ降伏耐性を有するＳ
Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタの破壊限界に対する電圧マ
ージンが５％ないし２０％しか設けられていないように
設計される．アバランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ Ｐ
ＭＯＳ トランジスタのツエナー電圧は第１図中にＵＺ
ｍ■。■わ．で示されている．第２図には本発明による
ブロッキング発振式スイッチングレギュレータの実施例
が示されている．このスイッチングレギュレータは既に
シーメンス製品情報“娯楽用電子機器用のＩＣ，ＳＮＴ
ｓｌ９８７年８月発行の第５７頁に説明されている．そ
こに使用される通常のＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタ
ＢＵＺ ９０と異なり、本発明によればアバランシェ
降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ ！−ランジスタが
使用される．このアバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰ
ＭＯＳトランジスタはたとえばＢＵＺ９０°という名称
のもとに知られている．このアバランシェ降伏耐性を有
するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランシスタ、ＢＵＺ ９０
°は６００ｖの許容可能なドレイン−ソース間電圧およ
び約６３０ｖのツェナー電圧Ｕ ｚ ａｖａｌａｆｉｃ
ｈｅを有し、この６３０ｖの持続的超過の際にはアバラ
ンシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジス
タは破壊される．スイッチングレギュレータは９０ない
し２５０ｖの人力電圧に対して設計されており、またア
バランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トラン
ジスタのＴｏ駆動のために集積された制御および監視装
置ＩＣ，たとえば集積回路ＴＤＡ ４６０５を有する
． さらに回路装置は、アバランシェ降伏耐性を有するＳＩ
ＰＭＯＳトランジスタＴＯの破壊限界に対して５％ない
し２０％の電圧マージンが設けられているように設計さ
れている．このことは変圧器（巻数比、結合係数）およ
び帰還回路の配線の設計により行われる． ダイオードＤ３、抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ７から或
るダンピング回路により、スイッチングレギュレータ内
の電圧の前記の行き過ぎ振動が制限され得る． 以下に、第２図に示されているプロッキング発振式スイ
ッチングレギュレータの構戊要素の好ましい大きさが列
挙されている． Ｒｌ ２２０Ω Ｒ２８．２ｋΩ Ｒ３ ２７０ｋΩ Ｒ４ ７５０ｋΩ Ｒ５、Ｒｌｌ ４．７ｋΩ Ｒ６ ２２ｋΩ Ｒ７、Ｒ９ １０ｋΩ Ｒ８ ｌｏｏｋΩ ＲＩＯ １００Ω ＤＩ Ｄ２ Ｄ３、 ＮＴＣ ■ Ｃ Ｔｏ ”ｒｒ ａ Ｓｉ ＣＩ Ｃ２ Ｃ３ Ｃ４ Ｃ５ Ｃ６ Ｃ７ Ｃ８ Ｃ９ ＣＩＯ ＣｌＩ Ｃｌ２ １ Ｎ４１４Ｂ １ Ｎ４１４Ｂ Ｄ４ ＢＹＷ７６ ３２３ １ ＴＤＡ ４６０５ ＢＩＪＺ ９０° ｔｏ ＴＤ ３２０２ Ｆ０．８Ａ ３． ９ ｎ Ｆ ＬｕＦ ＩｎＦ ４７μＦ／２ ５ Ｖ ２２０ｎＦ １５０μＦ／８ ３ Ｖ ３３ｎＦ ２７０ｐＦ ２． ２ ｎ Ｆ ４７μＦ／２５０Ｖ ｌ０００μＦ／２ ５ Ｖ ４７０μＦ／２５Ｖ Ｄ５、Ｄ６ ＢＹＷ ７２ Ｄ７〜Ｄ１０ １ Ｎ４００７Ｐ２．２ｋΩ スイッチングレギュレータの出力端子にはコンデンサＣ
ＩＯおよびダイオードＤ４の接続点に正常作動の際に１
２４Ｖの整流された電圧が与えられており、他方におい
てダイオードＤ５およびコンデンサＣｌｌの接続点には
１６Ｖが、またダイオードＤ６およびコンデンサＣ１２
の接続点には９Ｖが与えられている． 第３図には、高められた入力電圧の際の本発明によるア
バランシェ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタ
におけるドレイン−ソース間電圧５が示されている．参
照符号４を付されているのは再び正常作動の際のドレイ
ン−ソース間電圧である．生ずる高い阻止電圧ピークは
アバランシエ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トラ
ンジスタにおいて電力用ツェナーダイオードの場合と類
似して制限される．アバランシェ降伏耐性を有する３１
ＰＭＯＳトランジスタ内には高い損失電力が生ず？．高
い阻止電圧ピークが短時間（分の範囲）しか生じないな
らば、アバランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ
｝ラ７ジスタは損傷されない．Ｕ２ａ■（＊ｎｅｈａ
は、既に第１図に関連して説明したように、アバランシ
エ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタにおける
ツェナー電圧である．第４図には全制限の際のアバラン
シェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタ
のドレインソース間電圧６が示されている．アバランシ
ェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタは
非常に高い損失電力を有し、迅速に破壊される．それに
より、スイッチングレギエレータの！ｌｉ節回路の故障
の際にも出力電圧がスイッチングレギエレータの開発の
際に予め定められた５％ないし２０％よりも大きく超過
されることは可能でない．しかし、それによって、テレ
ビジタン装置におけるＸ線限界値が超過されることは不
可能である．なお言及すべきこととして、本発明による
スイッチングレギュレータはもちろん画像表示装置への
使用にのみ制限されていない。それどころか、ここに提
案された回路構想は、たとえば計算機等におけるように
出力電圧が超過されてはならないところにはどこにでも
使用され得る。
タがアバランシェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタ
であり、スイッチングレギュレータが、スイッチングレ
ギュレータの安全な連続作動とアバランシェ降伏耐性を
有するＭＯＳトランジスタの破壊限界との間に５％ない
し２０％の電圧マージンが設けられることにより解決さ
れる．本発明によるスイッチングレギュレータによれば
、スイッチングレギュレータの信頼性が■００％の電圧
マージンを有するバイボーラトランジスタの場合または
４０％の電圧マージンを有するＭＯＳトランジスタの場
合よりも高くまたは少なくともそれと等しくなる． たとえばブラウン管弧絡、雷に起因する過電圧またはス
イッチングレギュレータ内の同期化擾乱のような外部影
響により一回の非常に高い阻止電圧ピークがスイッチン
グレギュレータ内に生じ得る．本発明は、この阻止電圧
ピークがたとえばドイツ連邦共和国特許出願公開第３７
１８９１２号明細書から公知のアバランシェ降伏耐性を
有するＭＯＳトランジスタに対して危険でなく、また電
力用ツェナーダイオードの場合と類似して確実に制限さ
れるという嘉実を利用する。その際、あらゆる点で数Ａ
までのオーダーの１ｌｉ流ピークが生じてよい．重要な
ことは、制限効果により惹起される損失電力がアバラン
シェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタの限界値を越
える温度超過に通しないことである． すなわちアバランシエ降伏耐性を有するＭＯＳトランジ
スタにおける一回の電圧ピークは、ピーク電力がｋＶＡ
範囲内にあるとしても、本発明によれば許容可能である
．それに対してアバランシ工降伏耐性を有するＭＯＳト
ランジスタの許容可能なドレイン−ソース間電圧が周期
的に各パルスの際に超遇されると、アバランシェ降伏耐
性を有するＭＯＳトランジスタは非常に迅速に過熱され
かつ破壊される．このようなアバランシェ降伏耐性を有
するＭＯＳトランジスタ、たとえばアバランシェ降伏耐
性を有するＳＩＰＭＯＳ｝ランジス夕では、破壊限界は
“ツェナー限界”に位置している．それによって調節回
路の故障の際にも、スイッチングレギュレータの出力電
圧が開発の際に予め定められた５％ないし２０％よりも
大きく超過されることが有効に防止される． このことはスイッチングレギュレータに対して追加的な
構或要素費用なしに実現し得る確実な保護メカニズムを
呈する． 〔実施例〕 以下、４つの図面を参照して１つの実施例により本発明
を一層詳細に説明する． 第１図には減衰振動状態での正常作動の際のスイッチン
グレギュレータ内のスイッチングトランジスタの負荷回
路における典型的な電圧経過が示されている．スイッチ
ングトランジスタとしてバイポーラトランジスタが使用
される場合、このバイボーラトランジスタのコレクター
エξツタ電圧ＵＣ！が、またはＭＯＳトランジスタでは
そのドレイン−ソース間電圧Ｕ０が参照符号４を付して
示されている．スイッチングトランジスタのスイッチオ
フの後に、第１図中に示されている行き過ぎ振動を生ず
るｅＵＮはスイッチングレギュレータの正常作動および
特定の予め定められた入力電圧の際にスイッチングトラ
ンジスタの両端に降下するピーク阻止電圧が示されてい
る．スイッチングレギュレータの人力端における２２０
Ｖの交流電圧ではＵＮはたとえば５００ｖである．スイ
ッチングトランジスタとしてバイボーラトランジスタが
使用されると、５０％ないし１００％の電圧マージンが
予め与えられなければならない．すなわち、許容可能な
コレクターエミッタ間電圧Ｕ ｅ！３はバイポーラトラ
ンジスタに正常作動の際に生ずる電圧よりも約５０％な
いしｌｏｏ％高く選定されなければならない．なぜなら
ば、バイボーラトランジスタが一回の許容可能なコレク
ターエミッタ間電圧ｕｃｘｓを越える電圧ピークにより
破壊されるからである．通常のＭＯＳトランジスタも許
容可能なコレクターエミッタ間電圧Ｕ．Ｈの一回の短時
間の超過により直ちに破壊される． ？って、ＷＩ似の高い電圧マージンがＭＯＳ トランジ
スタを有するスイッチングレギュレータの欄発の際に考
慮されなければならない．通常のＭＯＳトランジスタの
電圧マージンは約４０％である．本発明によれば、スイ
ッチングレギュレータはアバランシェ降伏耐性を有する
ＭＯＳトランジスタ、好ましくはアバランシェ降伏耐性
を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタを有する．スイッチ
ングレギュレータ、特にプロッキング発振式スイッチン
グレギュレータは、アバランシエ降伏耐性を有するＳ
Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタの破壊限界に対する電圧マ
ージンが５％ないし２０％しか設けられていないように
設計される．アバランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ Ｐ
ＭＯＳ トランジスタのツエナー電圧は第１図中にＵＺ
ｍ■。■わ．で示されている．第２図には本発明による
ブロッキング発振式スイッチングレギュレータの実施例
が示されている．このスイッチングレギュレータは既に
シーメンス製品情報“娯楽用電子機器用のＩＣ，ＳＮＴ
ｓｌ９８７年８月発行の第５７頁に説明されている．そ
こに使用される通常のＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタ
ＢＵＺ ９０と異なり、本発明によればアバランシェ
降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ ！−ランジスタが
使用される．このアバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰ
ＭＯＳトランジスタはたとえばＢＵＺ９０°という名称
のもとに知られている．このアバランシェ降伏耐性を有
するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランシスタ、ＢＵＺ ９０
°は６００ｖの許容可能なドレイン−ソース間電圧およ
び約６３０ｖのツェナー電圧Ｕ ｚ ａｖａｌａｆｉｃ
ｈｅを有し、この６３０ｖの持続的超過の際にはアバラ
ンシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジス
タは破壊される．スイッチングレギュレータは９０ない
し２５０ｖの人力電圧に対して設計されており、またア
バランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トラン
ジスタのＴｏ駆動のために集積された制御および監視装
置ＩＣ，たとえば集積回路ＴＤＡ ４６０５を有する
． さらに回路装置は、アバランシェ降伏耐性を有するＳＩ
ＰＭＯＳトランジスタＴＯの破壊限界に対して５％ない
し２０％の電圧マージンが設けられているように設計さ
れている．このことは変圧器（巻数比、結合係数）およ
び帰還回路の配線の設計により行われる． ダイオードＤ３、抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ７から或
るダンピング回路により、スイッチングレギュレータ内
の電圧の前記の行き過ぎ振動が制限され得る． 以下に、第２図に示されているプロッキング発振式スイ
ッチングレギュレータの構戊要素の好ましい大きさが列
挙されている． Ｒｌ ２２０Ω Ｒ２８．２ｋΩ Ｒ３ ２７０ｋΩ Ｒ４ ７５０ｋΩ Ｒ５、Ｒｌｌ ４．７ｋΩ Ｒ６ ２２ｋΩ Ｒ７、Ｒ９ １０ｋΩ Ｒ８ ｌｏｏｋΩ ＲＩＯ １００Ω ＤＩ Ｄ２ Ｄ３、 ＮＴＣ ■ Ｃ Ｔｏ ”ｒｒ ａ Ｓｉ ＣＩ Ｃ２ Ｃ３ Ｃ４ Ｃ５ Ｃ６ Ｃ７ Ｃ８ Ｃ９ ＣＩＯ ＣｌＩ Ｃｌ２ １ Ｎ４１４Ｂ １ Ｎ４１４Ｂ Ｄ４ ＢＹＷ７６ ３２３ １ ＴＤＡ ４６０５ ＢＩＪＺ ９０° ｔｏ ＴＤ ３２０２ Ｆ０．８Ａ ３． ９ ｎ Ｆ ＬｕＦ ＩｎＦ ４７μＦ／２ ５ Ｖ ２２０ｎＦ １５０μＦ／８ ３ Ｖ ３３ｎＦ ２７０ｐＦ ２． ２ ｎ Ｆ ４７μＦ／２５０Ｖ ｌ０００μＦ／２ ５ Ｖ ４７０μＦ／２５Ｖ Ｄ５、Ｄ６ ＢＹＷ ７２ Ｄ７〜Ｄ１０ １ Ｎ４００７Ｐ２．２ｋΩ スイッチングレギュレータの出力端子にはコンデンサＣ
ＩＯおよびダイオードＤ４の接続点に正常作動の際に１
２４Ｖの整流された電圧が与えられており、他方におい
てダイオードＤ５およびコンデンサＣｌｌの接続点には
１６Ｖが、またダイオードＤ６およびコンデンサＣ１２
の接続点には９Ｖが与えられている． 第３図には、高められた入力電圧の際の本発明によるア
バランシェ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタ
におけるドレイン−ソース間電圧５が示されている．参
照符号４を付されているのは再び正常作動の際のドレイ
ン−ソース間電圧である．生ずる高い阻止電圧ピークは
アバランシエ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トラ
ンジスタにおいて電力用ツェナーダイオードの場合と類
似して制限される．アバランシェ降伏耐性を有する３１
ＰＭＯＳトランジスタ内には高い損失電力が生ず？．高
い阻止電圧ピークが短時間（分の範囲）しか生じないな
らば、アバランシェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ
｝ラ７ジスタは損傷されない．Ｕ２ａ■（＊ｎｅｈａ
は、既に第１図に関連して説明したように、アバランシ
エ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳトランジスタにおける
ツェナー電圧である．第４図には全制限の際のアバラン
シェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタ
のドレインソース間電圧６が示されている．アバランシ
ェ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ トランジスタは
非常に高い損失電力を有し、迅速に破壊される．それに
より、スイッチングレギエレータの！ｌｉ節回路の故障
の際にも出力電圧がスイッチングレギエレータの開発の
際に予め定められた５％ないし２０％よりも大きく超過
されることは可能でない．しかし、それによって、テレ
ビジタン装置におけるＸ線限界値が超過されることは不
可能である．なお言及すべきこととして、本発明による
スイッチングレギュレータはもちろん画像表示装置への
使用にのみ制限されていない。それどころか、ここに提
案された回路構想は、たとえば計算機等におけるように
出力電圧が超過されてはならないところにはどこにでも
使用され得る。
第１図はバイボーラトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ
および本発明によるアバランシェ降伏耐性を有するＭＯ
Ｓトランジスタにおける許容可能な阻止電圧を有する減
衰Ｗｉａ状態での正常作動の際のスイッチングレギュレ
ータ内のスイッチングトランジスタの負荷回路における
典型的な電圧経過を示す図、第２図はアバランシエ降伏
耐性を有するＳＩＰＭＯＳＩ−ランジスタを有するスイ
ッチングレギュレータの本発明による回路装置を示す図
、第３図は周期的制限の際のスイッチングレギュレータ
内のアバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳ Ｉ−
ランジスタにおけるドレイン−ソース間電圧を示す図、
第４図は完全な制限の際のスイッチングレギュレータ内
のアバランシエ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ ト
ランジスタにおけるドレイン−ソース間電圧を示す図で
ある。 ４・・・コレクターエミッタ間電圧 ５・・・ドレイン−ソース間電圧 Ｔｏ・・・アバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳ
トランジスタ ＦＩＧ２
および本発明によるアバランシェ降伏耐性を有するＭＯ
Ｓトランジスタにおける許容可能な阻止電圧を有する減
衰Ｗｉａ状態での正常作動の際のスイッチングレギュレ
ータ内のスイッチングトランジスタの負荷回路における
典型的な電圧経過を示す図、第２図はアバランシエ降伏
耐性を有するＳＩＰＭＯＳＩ−ランジスタを有するスイ
ッチングレギュレータの本発明による回路装置を示す図
、第３図は周期的制限の際のスイッチングレギュレータ
内のアバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳ Ｉ−
ランジスタにおけるドレイン−ソース間電圧を示す図、
第４図は完全な制限の際のスイッチングレギュレータ内
のアバランシエ降伏耐性を有するＳ Ｉ ＰＭＯＳ ト
ランジスタにおけるドレイン−ソース間電圧を示す図で
ある。 ４・・・コレクターエミッタ間電圧 ５・・・ドレイン−ソース間電圧 Ｔｏ・・・アバランシエ降伏耐性を有するＳＩＰＭＯＳ
トランジスタ ＦＩＧ２
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）出力電圧の制限のための保護が行われているスイッ
チングレギュレータであって、スイッチングトランジス
タを駆動するための駆動装置を有し、スイッチングトラ
ンジスタを介して直流電圧が周期的に変成器の一次巻線
に与えられ、変成器が少なくとも１つの二次巻線を有し
、この二次巻線から整流装置を介して出力電圧が取り出
され得るスイッチングレギュレータにおいて、スイッチ
ングトランジスタがアバランシェ降伏耐性を有するＭＯ
Ｓトランジスタであり、スイッチングレギュレータが、
スイッチングレギュレータの安全な連続作動とアバラン
シェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタの破壊限界と
の間に５％ないし２０％の電圧マージンが設けられてい
るように構成されていることを特徴とするスイッチング
レギュレータ。 ２）アバランシェ降伏耐性を有するＭＯＳトランジスタ
の最大許容電圧（ツェナー電圧）Ｕ＿２＿ａ＿ｖ＿ａ＿
ｒ＿ａ＿ｎ＿ｃ＿ｈ＿ｅがスイッチングレギュレータの
正常作動中に生ずるアバランシェ降伏耐性を有するＳＩ
ＰＭＯＳトランジスタにおけるドレイン−ソース間電圧
（４）よりも５％ないし２０％だけ上に位置しているこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレー
タ。 ３）ビデオディスプレイ装置に使用されることを特徴と
する請求項１または２記載のスイッチングレギュレータ
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3820558.0 | 1988-06-16 | ||
| DE3820558 | 1988-06-16 |
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|---|---|
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| JP2797251B2 JP2797251B2 (ja) | 1998-09-17 |
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| SI (1) | SI8911187B (ja) |
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