JPH03267785A - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置Info
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- JPH03267785A JPH03267785A JP2067493A JP6749390A JPH03267785A JP H03267785 A JPH03267785 A JP H03267785A JP 2067493 A JP2067493 A JP 2067493A JP 6749390 A JP6749390 A JP 6749390A JP H03267785 A JPH03267785 A JP H03267785A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
レーダ装置の局部発振回路に関し、
非線形要素から生じるスプリアスや雑音がドプラー領域
に落ち込むことを防止しく送信スペクトラムと一致・さ
せ）その除去を簡単にしたレーダ装置を提供することを
目的とし、 送受信用のマイクロ波帯局部発振信号と受信時の位相検
波用の局部発振信号と、位相検波用基準信号と、キャリ
アを所定周期で繰返し送信する場合に使用する繰返しパ
ルスとを必要とするレーダ装置において、１個の局部発
振器の出力を逓倍してマイクロ波帯局部発振信号を得、
また、該局部発振器の出力を逓倍して位相検波用の局部
発振信号を得、更に、上記局部発振器の出力を分周して
、位相検波用基準信号を得、また更に、上記局部発振器
の出力を分周して繰返しパルスを得るとともに、上記マ
イクロ波帯局部発振信号と位相検波用の局部発振信号と
基準信号を繰返しパルス（ＰＯ）の整数倍とする構成と
した。
に落ち込むことを防止しく送信スペクトラムと一致・さ
せ）その除去を簡単にしたレーダ装置を提供することを
目的とし、 送受信用のマイクロ波帯局部発振信号と受信時の位相検
波用の局部発振信号と、位相検波用基準信号と、キャリ
アを所定周期で繰返し送信する場合に使用する繰返しパ
ルスとを必要とするレーダ装置において、１個の局部発
振器の出力を逓倍してマイクロ波帯局部発振信号を得、
また、該局部発振器の出力を逓倍して位相検波用の局部
発振信号を得、更に、上記局部発振器の出力を分周して
、位相検波用基準信号を得、また更に、上記局部発振器
の出力を分周して繰返しパルスを得るとともに、上記マ
イクロ波帯局部発振信号と位相検波用の局部発振信号と
基準信号を繰返しパルス（ＰＯ）の整数倍とする構成と
した。
この発明はレーダ装置に関し、特に、レーダ装置の局部
発振器の構成に関するものである。
発振器の構成に関するものである。
第６図は従来のレーダ装置の１例を示したブロック図で
ある。尚、この第６図では周波数の関係だけが明確にな
るようにアンプ類は省略されている。
ある。尚、この第６図では周波数の関係だけが明確にな
るようにアンプ類は省略されている。
第６図において、送受信用のマイクロ波を発振するため
に局部発振器（以下５ＴＡＬＯａＩという）５０の出力
Ｆａ（周波数ｆａ：例えば５０ＭＨ２を使用）〔以下こ
の信号を５ＴＡＬＯ信号源という〕は逓倍器５１を介し
て５ＴＡＬＯ信号Ｆ１ （周波数ｆ１：例えば９０００
ＭＨｚ）として周波数変換器５２に入力される。この周
波数変換器５２には下記の位相検波用の局部発振器（以
下Ｃ０ＨＯ源という）６０の出力Ｆｂ（周波数ｆｂ：例
えば５ＭＨｚ）が逓倍器６１で逓倍されて信号Ｆｄ（周
波数ｆｄ：例えば６６０ＭＨｚ）として人力され、周波
数ｆｃ＝ｆｌ＋ｆｄのキャリアＦＣが形成され、下記の
繰返しパルスＰｏで制御される送信ゲート１３を介して
アンテナ１００より出力される。
に局部発振器（以下５ＴＡＬＯａＩという）５０の出力
Ｆａ（周波数ｆａ：例えば５０ＭＨ２を使用）〔以下こ
の信号を５ＴＡＬＯ信号源という〕は逓倍器５１を介し
て５ＴＡＬＯ信号Ｆ１ （周波数ｆ１：例えば９０００
ＭＨｚ）として周波数変換器５２に入力される。この周
波数変換器５２には下記の位相検波用の局部発振器（以
下Ｃ０ＨＯ源という）６０の出力Ｆｂ（周波数ｆｂ：例
えば５ＭＨｚ）が逓倍器６１で逓倍されて信号Ｆｄ（周
波数ｆｄ：例えば６６０ＭＨｚ）として人力され、周波
数ｆｃ＝ｆｌ＋ｆｄのキャリアＦＣが形成され、下記の
繰返しパルスＰｏで制御される送信ゲート１３を介して
アンテナ１００より出力される。
一方、位相検波用の局部発振器（ｃｏＨｏｉｆ！ｉｉと
いう）６０の出力（周波数ｆｂ：例えば５ＭＨｚ）Ｃ以
下この信号をＣ０ＨＯ源信号という〕は、逓倍器６２で
逓倍されて信号Ｆ２（周波数ｆ２：例えば６４０ＭＨｚ
）となって、後述する受信側の第２の周波数変換器３２
に入力される。更に、上記Ｃ０ＨＯ＃６０の出力は上記
送信用ゲート１３を制御するための繰返しパルスＰｏを
形成するため、１回の送信周期（１ｍｓ程度）に対応す
る、例えばＩＫＨｚに分周器６３で分周されて、パルス
ジェネレータ６４に入力される。このパルスジェネレー
タ６４の出力である繰返しパルスＰＯは、上記送信用ゲ
ート１３に入力され、所定時間Ｔ（１／Ｔは上記ＩＫＨ
ｚ）の周期で別の所定時間τ（例えば０．５μｓ）の間
、送信ゲート１３をＯＮにする。これによって第３図に
示すようにアンテナ１００からは繰返し時間Ｔの間隔で
間歇的にての時間ずつキャリアＦｃが送信されることに
なる。
いう）６０の出力（周波数ｆｂ：例えば５ＭＨｚ）Ｃ以
下この信号をＣ０ＨＯ源信号という〕は、逓倍器６２で
逓倍されて信号Ｆ２（周波数ｆ２：例えば６４０ＭＨｚ
）となって、後述する受信側の第２の周波数変換器３２
に入力される。更に、上記Ｃ０ＨＯ＃６０の出力は上記
送信用ゲート１３を制御するための繰返しパルスＰｏを
形成するため、１回の送信周期（１ｍｓ程度）に対応す
る、例えばＩＫＨｚに分周器６３で分周されて、パルス
ジェネレータ６４に入力される。このパルスジェネレー
タ６４の出力である繰返しパルスＰＯは、上記送信用ゲ
ート１３に入力され、所定時間Ｔ（１／Ｔは上記ＩＫＨ
ｚ）の周期で別の所定時間τ（例えば０．５μｓ）の間
、送信ゲート１３をＯＮにする。これによって第３図に
示すようにアンテナ１００からは繰返し時間Ｔの間隔で
間歇的にての時間ずつキャリアＦｃが送信されることに
なる。
更に、上記Ｃ０ＨＯ［６０の出力Ｆｂは逓倍器６５で逓
倍されて、位相検波用の基準信号Ｆ４（周波数ｆ４：例
えば２０ＭＨｚ）が形成され、後述する位相検波器３３
に入力される。
倍されて、位相検波用の基準信号Ｆ４（周波数ｆ４：例
えば２０ＭＨｚ）が形成され、後述する位相検波器３３
に入力される。
次に、上記の様にアンテナ１００より送信されたレーダ
波は、目標物体にあたって反射し、移動物体からはドプ
ラー効果を受けて再びアンテナ１００に戻って、下記受
信回路に入力される。
波は、目標物体にあたって反射し、移動物体からはドプ
ラー効果を受けて再びアンテナ１００に戻って、下記受
信回路に入力される。
受信回路ではアンテナ１００よりの入力は、上記５ＴＡ
ＬＯ信号Ｆ１が入力されている第１の周波数変換器３１
に入力されて、所定周波数（ｆｃ−ｆｌ：例えば６６０
ＭＨｚ）にビートダウンされる。更に、この第１の周波
数変換器３１の出力は、上記信号Ｆ２の出力が入力され
ている第２の周波数変換器３２に入力されて、更にビー
トダウンされ、位相検波器３３に入力される。
ＬＯ信号Ｆ１が入力されている第１の周波数変換器３１
に入力されて、所定周波数（ｆｃ−ｆｌ：例えば６６０
ＭＨｚ）にビートダウンされる。更に、この第１の周波
数変換器３１の出力は、上記信号Ｆ２の出力が入力され
ている第２の周波数変換器３２に入力されて、更にビー
トダウンされ、位相検波器３３に入力される。
上記構成において、キャリアＦｃをＣｏ５２π・ｆｃ−
ｔとすると、同様な有限個（２Ｎ＋１）の送信パルスに
よる静止物体からの反射波強度分布くスペクトラム）Ｆ
（ω）は、 ５ｉｎ（Ｎ ＋ １／２） ωｏ ｔＳｉｎ（ωｏ
ｔ／２） （ここで、 ωｃ＝２πｆｃ（ｆｃ：送信キャリア周波数〕ωｏ＝２
πｆ ｏ （ｆ ｏ ： ｌ／Ｔの整数倍）ｆｃとｆｏ
は理想的には等しくなる。）として表現できる。この第
１項は第４図（ａ）に示すキャリア周波数ｆｃを中心周
波数としτを周期とするフーリエ核の関数、Ｓｉｎ ｘ
／ｘの包絡線となり、また、第２項は第４図（ｂ）に
示すような繰返しパルスＰｏの周波数Ｐｒｆ（周期Ｔ）
の整数倍の周波数で最大の山を持ち、山と山の間は小さ
な山と谷があるフーリエ級数核の関数となり、両者を掛
は合わせると第４図（ｃ）のようになる（但し第４図（
ｃ）では第４図（ｂ）に表れる小さい山又は谷が省略さ
れている）。
ｔとすると、同様な有限個（２Ｎ＋１）の送信パルスに
よる静止物体からの反射波強度分布くスペクトラム）Ｆ
（ω）は、 ５ｉｎ（Ｎ ＋ １／２） ωｏ ｔＳｉｎ（ωｏ
ｔ／２） （ここで、 ωｃ＝２πｆｃ（ｆｃ：送信キャリア周波数〕ωｏ＝２
πｆ ｏ （ｆ ｏ ： ｌ／Ｔの整数倍）ｆｃとｆｏ
は理想的には等しくなる。）として表現できる。この第
１項は第４図（ａ）に示すキャリア周波数ｆｃを中心周
波数としτを周期とするフーリエ核の関数、Ｓｉｎ ｘ
／ｘの包絡線となり、また、第２項は第４図（ｂ）に
示すような繰返しパルスＰｏの周波数Ｐｒｆ（周期Ｔ）
の整数倍の周波数で最大の山を持ち、山と山の間は小さ
な山と谷があるフーリエ級数核の関数となり、両者を掛
は合わせると第４図（ｃ）のようになる（但し第４図（
ｃ）では第４図（ｂ）に表れる小さい山又は谷が省略さ
れている）。
一方、ドプラー効果を受けた反射波のスペクトラムＳｑ
は第５図〔第５図は第４図（ｃ）の拡大図〕に示すよう
に、全体的にドプラシフト周波数分（ｆｄ分）シフトし
て、上記各送信波（各静止物体よりの反射波）のエネル
ギーが集中したスペクトラムｓｐとＳｐとの間に分布し
、その移動物体のみのスペクトラムＳｑを抽出するには
、送信波のスペクトラムＳｐを除去するムービングイン
ジケータ処理ＣＭＴＩ処理〕を行うことになる。
は第５図〔第５図は第４図（ｃ）の拡大図〕に示すよう
に、全体的にドプラシフト周波数分（ｆｄ分）シフトし
て、上記各送信波（各静止物体よりの反射波）のエネル
ギーが集中したスペクトラムｓｐとＳｐとの間に分布し
、その移動物体のみのスペクトラムＳｑを抽出するには
、送信波のスペクトラムＳｐを除去するムービングイン
ジケータ処理ＣＭＴＩ処理〕を行うことになる。
このＭＴＩ処理は基本的には位相検波器３３で行われて
いる。
いる。
キャリア周波数ｆｃのように高い周波数のマイクロ波を
作る場合に、低い発振周波数の発振器を用いて逓倍数を
重ねると、キャリア周波数ｆｃの近傍で位相雑音（発振
器に付随して固有な雑音であって、周波数軸上で発振周
波数中心から離れる程、指数乗に逆比例した減衰分布を
有する。）が逓倍により拡がり、大きくなる。そこで、
５ＴＡＬＯ源５０としては安定度に優れた〔例えば１秒
以下の安定度に優れ、特に繰返し周期Ｔ時間（Ｔは１ｍ
ｓ程度）内では充分な安定性を持つ〕発振器が選択され
る必要がある。
作る場合に、低い発振周波数の発振器を用いて逓倍数を
重ねると、キャリア周波数ｆｃの近傍で位相雑音（発振
器に付随して固有な雑音であって、周波数軸上で発振周
波数中心から離れる程、指数乗に逆比例した減衰分布を
有する。）が逓倍により拡がり、大きくなる。そこで、
５ＴＡＬＯ源５０としては安定度に優れた〔例えば１秒
以下の安定度に優れ、特に繰返し周期Ｔ時間（Ｔは１ｍ
ｓ程度）内では充分な安定性を持つ〕発振器が選択され
る必要がある。
それに対して位相検波用のＣ０ＨＯ源６０は、比較的ロ
ング・ターム・スタビリテイ （長時間安定で、ここで
は１秒以上の安定性を有しその逆数がドツプラ・ビート
周波数に近くない）に優れた発振器が必要である。従っ
て、上記のように従来は別々の特性の高安定水晶発振器
を局部発振源に用いて、レーダ装置を構成していた。
ング・ターム・スタビリテイ （長時間安定で、ここで
は１秒以上の安定性を有しその逆数がドツプラ・ビート
周波数に近くない）に優れた発振器が必要である。従っ
て、上記のように従来は別々の特性の高安定水晶発振器
を局部発振源に用いて、レーダ装置を構成していた。
しかし、使用される各部品内で一般に線形を前提として
設計した場合とは全（異なる非線形動作が生じ、このこ
とは２つの独立した発振源の高次エネルギーからは、該
２つの発振源に依存した別々の不要波を幾つも発生させ
ることになる。
設計した場合とは全（異なる非線形動作が生じ、このこ
とは２つの独立した発振源の高次エネルギーからは、該
２つの発振源に依存した別々の不要波を幾つも発生させ
ることになる。
すなわち、２つの周波数成分を持った信号を非線形要素
を含んだ部品に通すとそれぞれの発振源（ＳＴＡＬＯ源
５０とＣ０ＨＯ源６０）の発振周波数「ａ、「ｂの整数
倍関係の周波数成分を持ったｍｒａとｎｆｂとの周波数
成分の差又は和（ｍｆａ±ｎｆｂ）が生し、双方の性質
・成分を持ったスプリアスが発生して、最終的にそれが
ドプラー信号帯域内に不要波として落ち込んでいた。
を含んだ部品に通すとそれぞれの発振源（ＳＴＡＬＯ源
５０とＣ０ＨＯ源６０）の発振周波数「ａ、「ｂの整数
倍関係の周波数成分を持ったｍｒａとｎｆｂとの周波数
成分の差又は和（ｍｆａ±ｎｆｂ）が生し、双方の性質
・成分を持ったスプリアスが発生して、最終的にそれが
ドプラー信号帯域内に不要波として落ち込んでいた。
その不要波あるいは電源等からのパルス動作で生しる雑
音はそれぞれの発振源が独立しているため、それぞれに
独立して動く信号と化して、周波数軸上で拡がったり変
化したりするフェージング的な動揺雑音となって現れ、
移動目標信号に間違えさせたり、等価的にレーダ装置の
受信感度の低下等を招来させ、ＭＴＩ処理による信号抽
出によっても取り除けない状態となっていた。
音はそれぞれの発振源が独立しているため、それぞれに
独立して動く信号と化して、周波数軸上で拡がったり変
化したりするフェージング的な動揺雑音となって現れ、
移動目標信号に間違えさせたり、等価的にレーダ装置の
受信感度の低下等を招来させ、ＭＴＩ処理による信号抽
出によっても取り除けない状態となっていた。
この発明は上記従来の事情に鑑みて提案されたものであ
って、非線形要素から生じるスプリアスや雑音がドプラ
ー信号処理領域に落ち込むことを防止しく送信スペクト
ラムと一致させ）、その除去を簡華にしたレーダ装置を
提供することを目的とするものである。
って、非線形要素から生じるスプリアスや雑音がドプラ
ー信号処理領域に落ち込むことを防止しく送信スペクト
ラムと一致させ）、その除去を簡華にしたレーダ装置を
提供することを目的とするものである。
本発明は、上記目的を達成するため、次のような手段を
講じている。すなわち、第１図に示すように、送受信用
のマイクロ波帯局部発振信号Ｆｌと受信時の位相検波用
の局部発振信号Ｆ２と、位相検波用基準信号Ｆ４と、キ
ャリアを所定周！ｔＩｌＴで繰返し送信する場合に使用
する繰返しパルスＰＯとを必要とするレーダ装置におい
て、１個の局部発振器１０の出力を逓倍してマイクロ波
帯局部発振信号Ｆ１を得、また、該局部発振器１ｏの出
力を逓倍して位相検波用の局部発振信号Ｆ２を得、更に
、上記局部発振器１０の出力を分周して、位相検波用基
準信号Ｆ４を得、また更に、上記局部発振器１０の出力
を分周して繰返しパルスＰｏを得るとともに、上記マイ
クロ波帯局部発振信号Ｆ１と位相検波用の局部発振信号
Ｆ２と基準信号Ｆ４を繰返しパルスＰＯの整数倍とした
ものである。
講じている。すなわち、第１図に示すように、送受信用
のマイクロ波帯局部発振信号Ｆｌと受信時の位相検波用
の局部発振信号Ｆ２と、位相検波用基準信号Ｆ４と、キ
ャリアを所定周！ｔＩｌＴで繰返し送信する場合に使用
する繰返しパルスＰＯとを必要とするレーダ装置におい
て、１個の局部発振器１０の出力を逓倍してマイクロ波
帯局部発振信号Ｆ１を得、また、該局部発振器１ｏの出
力を逓倍して位相検波用の局部発振信号Ｆ２を得、更に
、上記局部発振器１０の出力を分周して、位相検波用基
準信号Ｆ４を得、また更に、上記局部発振器１０の出力
を分周して繰返しパルスＰｏを得るとともに、上記マイ
クロ波帯局部発振信号Ｆ１と位相検波用の局部発振信号
Ｆ２と基準信号Ｆ４を繰返しパルスＰＯの整数倍とした
ものである。
送受信用のマイクロ波帯局部発振信号（ＳＴＡＬＯ倍信
号Ｆｌと位相検波用の局部発振信号Ｆ２及び繰返しパル
スＰＯは、局部発振器１０を発振源としている。従って
、各信号の周波数は繰返しパルスＰｏの周波数Ｐｒｆ（
＝１／Ｔ）の整数倍に設定されている。従って、上記２
つの信号Ｆ１、Ｆ２の整数倍の和、あるいは差、ｍｆｌ
±ｎｆ２（各信号のスプリアス）も繰返しパルスＰａの
周波数Ｐｒｆの整数倍の関係となって、第５図に示す送
信波スペクトラムｓｐと重なり、ＭＴＩ処理で取り除く
ことができるようになる。
号Ｆｌと位相検波用の局部発振信号Ｆ２及び繰返しパル
スＰＯは、局部発振器１０を発振源としている。従って
、各信号の周波数は繰返しパルスＰｏの周波数Ｐｒｆ（
＝１／Ｔ）の整数倍に設定されている。従って、上記２
つの信号Ｆ１、Ｆ２の整数倍の和、あるいは差、ｍｆｌ
±ｎｆ２（各信号のスプリアス）も繰返しパルスＰａの
周波数Ｐｒｆの整数倍の関係となって、第５図に示す送
信波スペクトラムｓｐと重なり、ＭＴＩ処理で取り除く
ことができるようになる。
第１図はこの発明の概念図、第２図はこの発明の一実施
例を示すブロック図である。尚、この第２図では周波数
の関係を明確にするためにアンプ類は省略されている。
例を示すブロック図である。尚、この第２図では周波数
の関係を明確にするためにアンプ類は省略されている。
また、送信ゲート１３と受信系は第６図に示した従来例
と同しであるので同じ符号を用いている。
と同しであるので同じ符号を用いている。
局部発振器１０の出力Ｆｘ（周波数ｆｘ：例えば５０Ｍ
Ｈｚ）は、逓倍器１１で逓倍され、送受信用のマイクロ
波帯局部発振信号（ＳＴＡＬＯ信号）Ｆｌ （周波数ｒ
１：例えば９０００ＭＨｚ）が形成され、周波数変換器
１２に入力される。この周波数変換器１２には後述する
混合信号Ｆ３（周波数ｆ３：例えば６６０ＭＨｚ）が入
力され、キャリア信号Ｆｃ（周波数ｆｃ＝ｒｌ＋ｆ３）
が抽出され、下記の繰返しパルスＰＯで制御される送信
ゲート１３と送受切換器１４を介してアンテナ１００よ
り出力される。
Ｈｚ）は、逓倍器１１で逓倍され、送受信用のマイクロ
波帯局部発振信号（ＳＴＡＬＯ信号）Ｆｌ （周波数ｒ
１：例えば９０００ＭＨｚ）が形成され、周波数変換器
１２に入力される。この周波数変換器１２には後述する
混合信号Ｆ３（周波数ｆ３：例えば６６０ＭＨｚ）が入
力され、キャリア信号Ｆｃ（周波数ｆｃ＝ｒｌ＋ｆ３）
が抽出され、下記の繰返しパルスＰＯで制御される送信
ゲート１３と送受切換器１４を介してアンテナ１００よ
り出力される。
上記局部発振器１０の出力は、逓倍器１５で逓倍され、
周波数ｆ１０ （例えば６００ＭＨｚ）の信号となり、
周波数変換器１６に人力され、ここで下記の分周器であ
るディジタルダウンカウンタ２１の出力を逓倍器２２を
介して得た周波数ｆ２２ （例えば６０ＭＨｚ）の信号
と混合され、混合信号Ｆ３（周波数ｆｌｏ＋ｆ２２：例
えば６６０ＭＨｚ）となって、上記周波数変換器１２に
入力され、前記のようにキャリアＦｃが形成される。
周波数ｆ１０ （例えば６００ＭＨｚ）の信号となり、
周波数変換器１６に人力され、ここで下記の分周器であ
るディジタルダウンカウンタ２１の出力を逓倍器２２を
介して得た周波数ｆ２２ （例えば６０ＭＨｚ）の信号
と混合され、混合信号Ｆ３（周波数ｆｌｏ＋ｆ２２：例
えば６６０ＭＨｚ）となって、上記周波数変換器１２に
入力され、前記のようにキャリアＦｃが形成される。
上記局部発振器１０の出力はディジタルダウンカウンタ
２１に入力され、ここで分周されて周波数ｆ２０の信号
として逓倍器２３を介して周波数ｆ２３ （例えば４０
ＭＨｚ）の信号として周波数変換器２４に入力され、こ
こで上記逓倍器１５の出力（周波数［１０）と混合され
、位相検波用局部発振信号Ｆ２（周波数：ｆ２＝ｆ１０
＋ｆ２３：例えば６４０ＭＨｚ）となって、下記する受
信側第２の周波数変換器３２に人力される。
２１に入力され、ここで分周されて周波数ｆ２０の信号
として逓倍器２３を介して周波数ｆ２３ （例えば４０
ＭＨｚ）の信号として周波数変換器２４に入力され、こ
こで上記逓倍器１５の出力（周波数［１０）と混合され
、位相検波用局部発振信号Ｆ２（周波数：ｆ２＝ｆ１０
＋ｆ２３：例えば６４０ＭＨｚ）となって、下記する受
信側第２の周波数変換器３２に人力される。
上記ディジタルダウンカウンタ２１の出力は、更に分周
器２５に入力されて周波数ｆｓ（ｆｓは例えばＩＫＨ２
）のセットパルスＰｓが形成され、フリップフロップ２
６のセント端子に入力される。
器２５に入力されて周波数ｆｓ（ｆｓは例えばＩＫＨ２
）のセットパルスＰｓが形成され、フリップフロップ２
６のセント端子に入力される。
このフリップフロップ２６のリセット端子には、ダウン
カウンタ２７より時間τ （例えば０．５μｓ）毎に立
上がるリセットパルスＰｒが入力されており、この結果
フリップフロップ２６からは周波数Ｐｒｆ （周期Ｔ）
幅τの繰返しパルスＰｏが出力される。この繰返しパル
スＰｏは上記送信ゲート１３に入力され、これによって
第３図に示すように幅ｒのゲートＯＮ時間に周波数ｆｃ
のキャリアＦｃが、周期Ｔの間隔で間歇的に送信される
ことになる。
カウンタ２７より時間τ （例えば０．５μｓ）毎に立
上がるリセットパルスＰｒが入力されており、この結果
フリップフロップ２６からは周波数Ｐｒｆ （周期Ｔ）
幅τの繰返しパルスＰｏが出力される。この繰返しパル
スＰｏは上記送信ゲート１３に入力され、これによって
第３図に示すように幅ｒのゲートＯＮ時間に周波数ｆｃ
のキャリアＦｃが、周期Ｔの間隔で間歇的に送信される
ことになる。
更に、上記ディジタルダウンカウンタ２１の出力は、逓
倍器２８に入力されて位相検波用の基準信号Ｆ４（周波
数「３：例えば２０Ｍｆ（Ｚ）となって、位相検波器３
３に入力される。
倍器２８に入力されて位相検波用の基準信号Ｆ４（周波
数「３：例えば２０Ｍｆ（Ｚ）となって、位相検波器３
３に入力される。
上記のようにして送信されたレーダ波は、目標移動物体
あるいは静止物体から反射してアンテナ１００で受信さ
れ、第１の周波数変換器３１に入力される。この周波数
変換器３１には、上記送受信用局部発振信号（ＳＴＡＬ
Ｏ信号）Ｆ２（周波数１２）が入力されており、従って
受信信号よりｆｌが引かれて周波数低減され、第２の周
波数変換器３２に入力される。この周波数変換器３２に
は、上記位相検波用の局部発振信号Ｆ２（周波数ｆ２）
が入力されており、ここで更に周波数低減がなされ５位
相検波器３３で位相検波がなされドプラー効果を受けた
信号の抽出がなされる。
あるいは静止物体から反射してアンテナ１００で受信さ
れ、第１の周波数変換器３１に入力される。この周波数
変換器３１には、上記送受信用局部発振信号（ＳＴＡＬ
Ｏ信号）Ｆ２（周波数１２）が入力されており、従って
受信信号よりｆｌが引かれて周波数低減され、第２の周
波数変換器３２に入力される。この周波数変換器３２に
は、上記位相検波用の局部発振信号Ｆ２（周波数ｆ２）
が入力されており、ここで更に周波数低減がなされ５位
相検波器３３で位相検波がなされドプラー効果を受けた
信号の抽出がなされる。
以上の説明より明らかなように、この発明では送受信に
必要なすべての信号が局部発振器１０の出力より形成さ
れ、しかも、各信号は繰返しパルスＰＯの周波数の整数
倍となっている。従って、各部品内での非線型要素のた
めにスプリアスが発生したとしても、該スプリアスは第
４図あるいは第５図に示すドプラー領域〔各送信（受信
）スペクトラムＳｐの間の領域〕に発生することがなく
なり、また大電力パルスにより誘発された雑音成分も同
様にキャリアと整数倍の関係にすることができるから、
ＭＴＩ処理の際に取り除くことができることになる。
必要なすべての信号が局部発振器１０の出力より形成さ
れ、しかも、各信号は繰返しパルスＰＯの周波数の整数
倍となっている。従って、各部品内での非線型要素のた
めにスプリアスが発生したとしても、該スプリアスは第
４図あるいは第５図に示すドプラー領域〔各送信（受信
）スペクトラムＳｐの間の領域〕に発生することがなく
なり、また大電力パルスにより誘発された雑音成分も同
様にキャリアと整数倍の関係にすることができるから、
ＭＴＩ処理の際に取り除くことができることになる。
以上説明したようにこの発明は、マイクロ波帯局部発振
信号、位相検波用の局部発振信号、更に、送信ゲートを
繰返しＯＮするための繰返しパルスを１つの局部発振器
より得るとともに、マイクロ波帯局部発振信号及び位相
検波用の局部発振信号を繰返しパルスの整数倍としてい
るので、ドプラー領域に非線形要因に基づいて発生する
スプリアスあるいは大電力パルスによって誘発された雑
音のスペクトラムが、送信波のスペクトラムと重なり、
ＭＴＩ処理で除去することができ、得られる画像やドツ
プラー音が鮮明となる。
信号、位相検波用の局部発振信号、更に、送信ゲートを
繰返しＯＮするための繰返しパルスを１つの局部発振器
より得るとともに、マイクロ波帯局部発振信号及び位相
検波用の局部発振信号を繰返しパルスの整数倍としてい
るので、ドプラー領域に非線形要因に基づいて発生する
スプリアスあるいは大電力パルスによって誘発された雑
音のスペクトラムが、送信波のスペクトラムと重なり、
ＭＴＩ処理で除去することができ、得られる画像やドツ
プラー音が鮮明となる。
図中、
Ｆｌ・・・マイクロ波帯局部発振信号、Ｆ２・・・位相
検波用の局部発振信号、Ｆ４・・・位相検波用基準信号
、 Ｔ・・・所定周期、 ＰＯ・・・繰返しパルス、 １０・・・局部発振器。
検波用の局部発振信号、Ｆ４・・・位相検波用基準信号
、 Ｔ・・・所定周期、 ＰＯ・・・繰返しパルス、 １０・・・局部発振器。
Claims (1)
- （１）送受信用のマイクロ波帯局部発振信号（Ｆ１）と
受信時の位相検波用の局部発振信号（Ｆ２）と、位相検
波用基準信号（Ｆ４）と、キャリアを所定周期（Ｔ）で
繰返し送信する場合に使用する繰返しパルス（Ｐｏ）と
を必要とするレーダ装置において、１個の局部発振器（
１０）の出力を逓倍してマイクロ波帯局部発振信号（Ｆ
１）を得、また、該局部発振器（１０）の出力を逓倍し
て位相検波用の局部発振信号（Ｆ２）を得、更に、上記
局部発振器（１０）の出力を分周して、位相検波用基準
信号（Ｆ４）を得、また更に、上記局部発振器（１０）
の出力を分周して繰返しパルス（Ｐｏ）を得るとともに
、上記マイクロ波帯局部発振信号（Ｆ１）と位相検波用
の局部発振信号（Ｆ２）と基準信号（Ｆ４）を繰返しパ
ルス（Ｐｏ）の整数倍としたことを特徴とするレーダ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2067493A JPH03267785A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2067493A JPH03267785A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | レーダ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03267785A true JPH03267785A (ja) | 1991-11-28 |
Family
ID=13346572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2067493A Pending JPH03267785A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03267785A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013096904A (ja) * | 2011-11-02 | 2013-05-20 | Denso Corp | 信号処理回路および信号処理方法 |
| JP2014157046A (ja) * | 2013-02-15 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02281174A (ja) * | 1989-04-24 | 1990-11-16 | Japan Radio Co Ltd | レーダ装置 |
-
1990
- 1990-03-16 JP JP2067493A patent/JPH03267785A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02281174A (ja) * | 1989-04-24 | 1990-11-16 | Japan Radio Co Ltd | レーダ装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013096904A (ja) * | 2011-11-02 | 2013-05-20 | Denso Corp | 信号処理回路および信号処理方法 |
| JP2014157046A (ja) * | 2013-02-15 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
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