JPH03261369A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、異なる大きさの直流入力電圧に対しても安定
に動作するスイッチングレギュレータに関するものであ
る。

各種の直流入力電圧を所定の安定化直流出力電圧とする
スイッチングレギュレータに於いては、既に種々の構成
が知られている。例えば、スイッチング周波数を決める
三角波信号を発生させ、この三角波信号の上り勾配を出
力オン可能期間とし、下り勾配を出力オフ期間（デッド
タイム）とする制御回路を設けた構成が知られている。

このような制御回路を有するスイッチングレギュレータ
に於いて、直流入力電圧を高くした時にも、安定に動作
することが要望されている。

［従来の技術〕 従来例のスイッチングレギュレータは、例えば、第４図
に示す構成を有するもので、１はトランス、２はバイポ
ーラトランジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチ
ング素子、３は整流平滑回路、４は制御回路、５，７は
第１及び第２の定電流回路、６．８はトランジスタ、９
は比較回路、１０はコンデンサ、１１は第１の抵抗、１
２は第２の抵抗、２０は直流電源、２１はコンデンサ、
２２はダイオード、２３は基準電源、２４．２５は抵抗
、３０は交流電源、３１．３２はダイオード、３３はチ
ョークコイル、３４はコンデンサ、■ＯＵＴは制御信号
出力端子、ＶＦＢは直流出力電圧の入力端子、ＲＯＮ，
ＲＯＦＦは抵抗１１．１２の接続端子、ＣＦはコンデン
サ１０の接続端子、Ｇは接地端子である。

この従来例は、フォワード型スイッチングレギュレータ
の場合を示し、交流電源３０からの交流電圧を整流して
出力する直流電源２０を備え、制御回路４からの制御信
号によりスイッチング素子２のオン，オフが制御され、
オンの時に、トランス１の一次巻線に直流電源２０から
の電流が流れ、二次巻線に誘起した電圧は、整流平滑回
路３により整流されて平滑化されて直流出力電圧となる
。

整流平滑回路３は、ダイオード３１．３２とチョークコ
イル３３とコンデンサ３４とからなる場合を示している
。

整流平滑回路３からの直流出力電圧は負荷（図示せず）
に供給されると共に、制御回路４の入力端子ＶＦＲに加
えられる。制御回路４は、図示を省略した周知の構成に
より、直流出力電圧と基準電圧と比較し、その差に対応
してスイッチング素子２のオン期間を決める制御信号を
出力端子■ＯＵＴから出力し、直流出力電圧を安定化す
るものである。

又スイッチング素子２がオフの時に、トランスｌに蓄積
されたエネルギによる電流が、ダイオード２２を介して
コンデンサ２１に流れ、この電流は、スイッチング素子
２がオンの時に一次巻線に流れる電流と逆方向に流れる
ので、トランス１の鉄心の励磁方向が反転し、磁気飽和
を防止することができる。

又制御回路４は、スイッチング素子２のオン可能期間と
オフ期間とを定める為の三角波信号を発生する図示の構
成を含み、第１の定電流回路５の電流１１は、第１の抵
抗ｌ１をＲｌ、端子ＲＯＮの電圧を■１とすると、Ｖ　
＋　／　Ｒ　＋　に比例した値に設定され、同様に、第
２の定電流回路７の電流ｉ．も、第２の抵抗１２をＲ２
、端子ＲＯＦＦの電圧を■２とすると、Ｖｚ／Ｒｚに比
例した値に設定される。又基準電源２３から比較回路９
の一端子に加えられる電圧■４を４．４Ｖ（充電終了電
圧）とし、トランジスタ８がオンの時に抵抗２４２５に
より分圧された電圧■４を２Ｖ（放電終了電圧）とする
と、トランジスタ６がオンの時に、コンデンサ１０は定
電流回路５からの定電流１１により充電されて、比較回
路９の＋端子に加えられるコンデンサ１０の端子電圧■
３は直線状に上昇し、その端子電圧Ｖ，が４．４■の充
電終了電圧となると、比較回路９の出力によりトランジ
スタ６はオフ、トランジスタ８はオンとなり、コンデン
サ１０は定電流回路７により定電流ｉｇで放電され、端
子電圧■３は直線状に下降し、その端子電圧が２■の放
電終了電圧となると、比較回路９の出力によりトランジ
スタ６はオン、トランジスタ８はオフとなる。

従って、コンデンサ１０の端子電圧は、第５図に示す三
角波となる。この三角波の上り勾配の期間が、スイッチ
ング素子２のオン可能期間Ｔｏｎ（最大オン幅）であり
、下り勾配の期間がオフ期間Ｔｏｆｆ（デッドタイム）
である。制御回路４は、この三角波信号を用いて、直流
出力電圧と基準電圧との差電圧によるスイッチング素子
２の制御信号が形成されるものであり、オン可能期間Ｔ
ｏｎに於いてスイッチング素子２をオンとする制御信号
が出力端子ＶＯＵＴから送出される構、成を有するもの
である。

コンデンサ１０の容量をＣｆとすると、オン可能期間Ｔ
ｏｎ及びオフ期間Ｔｏｆｆは、Ｔｏｎ＝Ｃｆ　（４，４
−２）／ｉ、　　　＝−（１）Ｔｏ　ｆ　ｆ　＝Ｃ’ｆ
　　（４，４２）　／　＋２　　−（２）となり、三角
波の周期Ｔは、Ｔｏ　ｎ−’−Ｔｏ　ｆ　ｆとなる。

従って、コンデンサ１０の容量Ｃｆと、第１゜第２の抵
抗１１．１２の値Ｒ，，Ｒ２を選定することにより、オ
ン可能期間Ｔｏｎ及びオフ期間Ｔｏｆｆを設定すること
ができる。

〔発明が解決しようとする問題点］ 直流電源２０の出力電圧を上昇させた場合、スイッチン
グ素子２０オンによりトランス１の一次巻線に流れる電
流が大きくなるから、定常状態に於いては、直流入力電
圧が低い場合よりもスイッチング素子２０オン幅が狭く
なる。

しかし、負荷短絡のような状態に於いては、直流出力電
圧が低下するから、スイッチング素子２のオン幅を広く
するように制御することになり、オン可能期間Ｔｏｎ全
部がオン幅となる。それによりトランス１の蓄積エネル
ギが大きくなり、定のオフ期間Ｔｏｆｆ内で総てを放出
することが困難となる。従って、トランスｌの鉄心が磁
気飽和する状態となり、直流出力電圧を安定に制御する
ことが困難となる。

本発明は、前述のような欠点を改善する為に、三角波信
号の周期Ｔとは独立的に、オン可能期間Ｔｏｎ及びオフ
期間Ｔｏｆｆを、直流入力電圧に対応して自動的に切替
えることを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチングレギュレータは、直流入力電圧が
上昇した時に、三角波信号の周期を変更することなく、
オン可能期間を短く、オフ期間を長くするように変更す
るものであり、第１図を参照して説明する。

トランス１の一次巻線に接続したバイポーラトランジス
タや電界効果トランジスタ等のスイッチング素子２と、
トランス１の二次巻線に接続した整流平滑回路３と、こ
の整流平滑回路３からの直流出力電圧を基準値と比較し
、その比較による差信号と三角波信号とを比較してパル
ス幅制御信号を形成し、このパルス幅制御信号によりス
イッチング素子２を制御する制御回路４とを備えており
この制御回路４は、コンデンサＩＯを第１の定電流回路
５の定電流によって充電する為の第１のトランジスタ６
と、コンデンサ１０から第２の定電流回路７の定電流に
よって放電する為の第２のトランジスタ８と、コンデン
サ１０の端子電圧と、充電終了電圧及び放を終了電圧と
比較して、第１第２のトランジスタ６．８を相補的に制
御する比較回路９とを有し、第１の定電流回路５の電流
値を設定する第１の抵抗１１と、第２の定電流回路７の
電流値を設定する第２の抵抗１２と、直流入力電圧を設
定値と比較して、第１の抵抗１１又は第２の抵抗１２に
対して並列に第３の抵抗１３又は第４の抵抗１４を接続
して、コンデンサ１０の端子電圧による三角波信号の上
り勾配又は下り勾配を、前記三角波信号の周期とは独立
に制御する比較制御回路１５とを設けたものである。

又第１の抵抗１１と第２の抵抗１２とを等しくし、第３
の抵抗１３と第４の抵抗１４とを等しく設定する。

又直流入力電圧が設定値より高い時に第１の抵抗１１に
第３の抵抗１３を並列に接続する第１の比較器１６と、
直流入力電圧が設定値以下の時に第２の抵抗１２に第４
の抵抗１４を並列に接続する第２の比較器１７とを設け
ものである。

［作用〕 直流電源２０からの直流入力電圧が設定値より高い場合
には、第１の抵抗１１に並列に第３の抵抗１３が接続さ
れるが、第２の抵抗１２に第４の抵抗１４が接続されず
、又直流入力電圧が設定値以下の場合には、第１の抵抗
１１に並列に第３の抵抗１３が接続されず、第２の抵抗
１２に並列に第４の抵抗１４が接続されることになる。

この場合、第１〜第４の抵抗１１〜１４の値を同一のＲ
とすると、直流入力電圧が設定値より高い場合は、第１
の定電流回路５は２／Ｈに対応した定電流となり、第２
の定電流回路７は１／Ｒに対応した定電流となる。従っ
て、三角波信号の上り勾配の期間のオン可能期間Ｔｏｎ
と、下り勾配の期間のオフ期間Ｔｏｆｆとの比は、概略
１：２となり、オフ期間Ｔｏｆｆは長くなる。

反対に直流入力電圧が設定値以下の場合は、第１の定電
流回路５は１／Ｒに対応した定電流となり、第２の定電
流回路７は２／Ｒに対応した定電流となる。従って、オ
ン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比は、概略２
：ｌとなり、オフ期間Ｔｏｆｆは短くなる。しかし、三
角波信号の周期は一定となる。

［実施例］ 第１図は本発明の実施例の要部回路図であり、第４図と
同一符号は同一部分を示し、１３は第３の抵抗、１４は
第４の抵抗、１５は比較制御回路、１６．１７は第１．
第２の比較器、２６は基準電源、２７．２８は抵抗であ
る。直流電源２０からトランス１の一次巻線に加えられ
る直流入力電圧は、比較制御回路１５に入力されて、抵
抗２７２８により分圧され、基準電源２６の基準電圧と
比較器１６．１７により比較される。又制御回路４によ
りスイッチング素子２のオン、オフが制御され、そのオ
ン幅が整流平滑回路３からの直流出） 力量圧が制御回路４の端子ＶＦＢに入力されて、図示を
省略した構成により基準値と比較され、それに基づいて
スイッチング素子２のオン幅が制御され、直流出力電圧
の安定化が図られるものである。

直流電源２０からの直流入力電圧が基準値に比較して高
い場合には、第１の比較器１６の出力は°“０′′、第
２の比較器１７の出力は“１゛となり、第１の抵抗１１
に第３の抵抗１３が並列に接続された状態となる。即ち
、第３図に示すように、端子ＲＯＮに第１の抵抗１１と
第３の抵抗１３とが並列に接続され、端子ＲＯＦＦに第
２の抵抗１２のみが接続された状態となる。従って、第
１の定電流回路５は、第１の抵抗１１と第３の抵抗１３
との並列合成抵抗値に従った定電流が流れることになり
、第２の定電流回路７は、第２の抵抗１２による定電流
が流れることになる。

反対に、直流入力電圧が基準値に比較して低い場合は、
第１の比較器１６の出力は“°１”、第２の比較器１７
の出力は“′０”となり、第２の抵抗１２に第４の抵抗
１４が並列に接続された状態となる。即ち、第２図に示
すように、端子ＲＯＮに第１の抵抗１１のみが接続され
、端子ＲＯＦＦに第２の抵抗１２と第４の抵抗１４とが
並列に接続された状態となる。従って、第１の定電流回
路５は第１の抵抗１１による定電流が流れ、第２の定電
流回路７は第２の抵抗１２と第４の抵抗１４との並列合
成抵抗値に従った定電流が流れることになる。

コンデンサ１０の端子電圧により得られる三角波信号の
オン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとは、前述の（
１）、　（２）式により得られるものであり、定電流ｉ
ｌ＋　　ｉ！の大きさに反比例した長さとなり、又定電
流ｉｌ＋ＩＺの和を一定とすれば、三角波信号の周期Ｔ
は一定となる。従って、制御回路４の端子ＲＯＮ、ＲＯ
ＦＦにそれぞれ接続する抵抗値の和が一定となるように
、それぞれの抵抗値を選択して、直流入力電圧に対応し
て切替えることにより、三角波信号の周期Ｔを一定とし
て、オン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比を切
替えることができる。

例えば、第１．第２の抵抗１１．１２の抵抗値をそれぞ
れＲａ、第３．第４の抵抗１３．１４の抵抗値をそれぞ
れＲｂとすると、直流入力電圧が基準値に比較して高い
場合、比較制御回路１５により、第３の抵抗１３を第１
の抵抗１１に並列に接続することになり、その時の端子
ＲＯＮの抵抗値は、Ｒａ−Ｒｂ／　（Ｒａ＋Ｒｂ）とな
り、又端子ＲＯＦＦには第２の抵抗１２のみ接続されて
いるから抵抗値はＲａとなる。その場合のオン可能期間
Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比は、各抵抗値の比に相
当し、Ｒａ＝Ｒｂとすると、１：２となり、Ｒａ＝２Ｒ
ｂとすると、ｌ：３となる。

反対に直流入力電圧が基準値に比較して低い場合、比較
制御回路１５により、第４の抵抗１４を第２の抵抗１２
に並列に接続することになり、その時の端子ＲＯＮには
第１の抵抗１１のみ接続されるので、抵抗値はＲａとな
り、端子ＲＯＦＦの抵抗値は、Ｒａ−Ｒｂ／　（Ｒａ＋
Ｒｂ）となる。

この時のオン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比
は、Ｒａ＝Ｒｂとすると、２：１となり、Ｒａ＝２Ｒｂ
とすると、３：１となる。

そして、端子ＲＯＮ、ＲＯＦＦに接続される抵抗値の和
は、直流入力電圧が基準値に比較して高い場合と等しく
なり、三角波信号の周期Ｔが変化しないことを示すもの
となる。

前述の実施例は、比較器１６．１７の内部インピーダン
スを介して第３の抵抗１３又は第４の抵抗１４を接続す
る場合を示すものであるが、比較器１６．１７の出力に
よりトランジスタ等のスイッチング素子を動作させるこ
とにより、第１の抵抗１１又は第２の抵抗１２に対して
並列に接続させる構成とすることも可能である。又２段
階の切替えを行う場合を示すものであるが、直流入力電
圧と比較する異なる複数の基準値を設定し、第１の抵抗
１１又は第２の抵抗１２に並列に接続する複数の抵抗を
選択して切替える構成とすることも可能である。この場
合は、オン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比を
更に多段階に切替えることができる。

［発明の効果〕 以上説明したように、本発明は、直流入力電圧が基準値
より高い場合に、第１の抵抗１１に並列に第３の抵抗１
３を接続し、直流入力電圧が基準値以下の場合に、第２
の抵抗１２に並列に第４の抵抗１４を接続するものであ
り、直流入力電圧に対応して自動的に三角波信号により
定まるオン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比を
切替えることができる。

その場合に、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２とを等し
く、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４とを等しく設定す
ることにより、三角波信号の周期Ｔを変更することなく
、オン可能期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比を切替
えることができ、例えば、直流入力電圧が高い場合には
、オン可能期間Ｔｏｎを短く、且つオフ期間Ｔｏｆｆを
長くなるように切替えることができるから、負荷短絡状
態に於ける出力電力の増大を抑制して各部を保護するこ
とができると共に、トランス１の鉄心の磁気飽和を防止
することができる。

従って、広範囲の直流入力電圧に対しても安定にスイ・
ノチングレギュレータを動作させることができる利点が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の要部回路図、第２図は直流入
力電圧が低い場合の接続説明図、第３図は直流入力電圧
が高い場合の接続説明図、第４図は従来例の要部回路図
、第５図は三角波信号の説明図である。 １はトランス、２はスイッチング素子、３は整流平滑回
路、４は制御回路、５，７は第１及び第２の定電流回路
、６，８は第１及び第２のトランジスタ、９は比較回路
、１０はコンデンサ、１１゜１２は第１帯第２の抵抗、
１３．１４は第３及び第４の抵抗、１５は比較制御回路
、１６．１７は第１及び第２の比較器である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）、トランス（１）の一次巻線に接続したスイッチ
   ング素子（２）と、前記トランス（１）の二次巻線に接
   続した整流平滑回路（３）と、該整流平滑回路（３）か
   らの直流出力電圧を基準値と比較し、該比較による差信
   号と三角波信号とを比較してパルス幅制御信号を形成し
   、該パルス幅制御信号により前記スイッチング素子（２
   ）を制御する制御回路（４）とを備え、 該制御回路（４）は、コンデンサ（１０）を第１の定電
   流回路（５）の定電流によって充電する為の第１のトラ
   ンジスタ（６）と、前記コンデンサ（１０）から第２の
   定電流回路（７）の定電流によって放電する為の第２の
   トランジスタ（８）と、前記コンデンサ（１０）の端子
   電圧と、充電終了電圧及び放電終了電圧と比較して、前
   記第１、第２のトランジスタ（６、８）を相補的に制御
   する比較回路（９）とを少なくとも有し、 前記第１の定電流回路（５）の電流値を設定する第１の
   抵抗（１１）と、前記第２の定電流回路（７）の電流値
   を設定する第２の抵抗（１２）と、直流入力電圧を設定
   値と比較して、前記第１の抵抗（１１）又は第２の抵抗
   （１２）に対して並列に第３の抵抗（１３）又は第４の
   抵抗（１４）を接続して、前記コンデンサ（１０）の端
   子電圧による三角波信号の上り勾配又は下り勾配を、前
   記三角波信号の周期とは独立に制御する比較制御回路（
   １５）とを設けた ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. （２）、前記第１の抵抗（１１）と前記第２の抵抗（１
   ２）との値を等しくし、且つ前記第３の抵抗（１３）と
   前記第４の抵抗（１４）とを等しく設定したことを特徴
   とする前記請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
3. （３）、前記比較制御回路（１５）は、前記直流入力電
   圧が前記設定値より高い時に前記第１の抵抗（１１）に
   前記第３の抵抗（１３）を並列に接続する第１の比較器
   （１６）と、前記直流入力電圧が前記設定値以下の時に
   前記第２の抵抗（１２）に前記第４の抵抗（１４）を並
   列に接続する第２の比較器（１７）とを有することを特
   徴とする前記請求項１記載のスイッチングレギュレータ
   。