JPH03232306A - 定振幅波合成形増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［概要］ ＬＩＮＣ方式の定振幅波合成形増幅器に関し、 定振幅波合成形増幅器の低消費電力化、回路規模の縮小
化、および高速動作化を図ることを目的とし、 入力信号波と合成することで定振幅波を生成するための
補助波を入力信号波から近似的に演算して生成するアナ
ログ回路からなる補助波生成回路と、補助波生成回路の
補助波と入力信号波とを合成することでそれぞれ二つの
定振幅波を生成するアナログ回路からなる定振幅波生成
回路と、この定振幅波生成回路から出力される二つの所
定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器と、二
つの増幅器でそれぞれ増幅された定振幅波を合成して出
力信号波を生成する合成回路とを具備してなる。

［産業上の利用分野］ 本発明は、Ｌ　Ｉ　Ｎ　Ｃ（Ｌｉｎｅａｒ　Ａｍｐｌｉ
ｆｉｃａｔｉｏｎｗｉｔｈ　Ｎｏｎ１ｉｎｅａｒ　Ｃｏ
ｓ＋ｐｏｎｅｎｔｓ）方式の定振幅波合成形増幅器に関
する。

定振幅波合成形増幅器は、例えば移動通信用無線装置、
多重無線装置、衛星通信無線装置、あるいは放送機器等
の各種通信装置に適用されている低歪かつ高効率電力の
増幅器である。この定振幅波合成形増幅器は低消費電力
で小規模な回路構成で実現できることが必要とされてい
る。

［従来の技術］ 従来、低歪かつ高効率を達成できる電力増幅器としては
ＬＩＮＣ方式を用いた定振幅波合成形増幅器が知られて
いる。この定振幅波合成形増幅器の原理はベル研究所の
り、Ｃ，ＣＯＸによって提案されたもので、ＩＥＥＥ、
Ｃ０Ｍ−２２、Ｐ４Ｏ１０等に開示されている。また応
用例として、富里等の方式が、特開平１−２８４１０６
号公報等に開示されている。

第２２図には、従来の定振幅波合成形増幅器の構成例が
示される。同図において、６１は定振幅波瀾算回路であ
り、ディジタル信号処理回路で構成されており、入力さ
れた信号波との合成波が定振幅となるような直交波Ｙを
演算して、この入力信号波Ｘと直交波Ｙを合成すること
で、定包絡線の等振幅な二つの定振幅波Ａ、Ｂを生成し
出力する。なお、ここで英大文字のＸ、Ｙ、Ａ、Ｂは位
相を含むベクトル量を表すものとする。

６２．６３は定振幅波瀾算回路６１の二つの定振幅波Ａ
、Ｂをそれぞれ別々に増幅する増幅器であり、Ｃ級増幅
器等の高効率な非線形増幅器が使用されている。

６４は合成回路であり、増幅器６２．６３で増幅後の定
振幅波ｋＡ、ｋＢを合成して入力波Ｘの増幅出力として
出力波ｋＸを生成する。

この従来の定振幅波合成形増幅器は、入力波Ｘを定振幅
波瀾算回路６１で二つの定振幅波Ａ、　Ｂに変換して、
増幅器６２．６３でそれぞれ増幅し、その増幅波ｋＡ、
ｋＢを合成回路６４で合成することで、元の入力波Ｘの
増幅出力である出力波ｋＸを得るものである。

この定振幅波合成形増幅器においては、増幅器６２．６
３は定包絡線の定振幅波Ａ、Ｂを増幅するだけのもので
あるから、線形増幅器を用いる必要はな（，０級等の高
効率な非線形増幅器を・使用することができ、しかも出
力側の合成回路６４で元の信号が復元できるから、非線
形増幅器によりながらも歪が少なく直線性の良い増幅が
可能である。このように定振幅波合成形増幅器は非線形
増幅器を用いて高効率、低歪の増幅器を実現できるもの
である。

［発明が解決しようとする課題］ 一般に従来の定振幅波合成形増幅器では、入力波Ｘから
二つの定振幅波Ａ、Ｂを生成する定振幅波演算回路６１
は、ディジタル信号処理回路を用いて構成されている。

しかしながらディジタル信号処理回路を用いた場合、定
振幅波演算回路での消費電力が太き（なり、また高速信
号処理に追従できなく、さらに回路規模が大きくなると
いう問題点がある。

このため、従来の定振幅波合成形増幅器は、増幅消費電
力がディジタル信号処理回路のそれに比べて十分に大き
いためこのディジタル信号処理回路での消費電力が無視
できる場合、あるいは大きさの制限がな（低速信号を伝
送する装置に使用する場合などに使途が限定される。以
上の問題の解決には、半導体の低消費電力化、高速化、
超ＬＳＩ化等の半導体技術の進歩をまたなければならな
い。

本発明はかかる技術的諸問題に鑑みなされたものであり
、その目的とするところは、定振幅波合成形増幅器の低
消費電力化、回路規模の小型化、および高速動作化を図
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図〜第８図はそれぞれ本発明に係る原理説明図であ
る。

本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、一つの形態とし
て、第１図に示されるように、入力信号波と合成するこ
とで定振幅波を生成するための補助波を該入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生
成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と、
この定振幅波生成回路８２から出力される二つの定振幅
波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４と
、二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波を生成する合成回路８５とを具
備してなる。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第２図に示されるように、入力信号波と合成する
ことで定振幅波を生成するための補助波を入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生
成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と、
この定振幅波生成回路８２から出力される二つの定振幅
波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４と
、二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波を生成する合成回路８５と、合
成回路８５の出力信号波を入力信号波と比較して出力信
号波における歪成分を検出し、その検出出力に基づき合
成回路の出力信号波の歪を打ち消すような補正値を生成
して入力信号波に加える補正回路８６とを具備してなる
。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第３図に示されるように、入力信号波と合成する
ことで定振幅波を生成するための補助波を入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生
成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と５
この定振幅波生成回路８２から出力される一つの定振幅
波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４と
、二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波と出力補助波とを生成する合成
回路８７と、合成回路８７からの出力補助波を補助波生
成回路８１の補助波と比較して出力補助波における歪成
分を検出し、その検出出力に基づき出力補助波の歪を打
ち消すような補正値を生成して補助波生成回路８１の補
助波に加える補正回路８８とを具備してなる。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、俵の形態と
して、第４図に示されるように、入力信号波と合成する
ことで定振幅波を生成するための補助波を入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定損−幅波を
生成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と
、この定振幅波生成回路８２から出力される二つの定振
幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４
と、二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振
幅波を合成して出力信号波を生成する合成回路８５と、
補助波生成回路８１からの補助波の大きさを可変調整す
る利得可変増幅器８９と、合成回路８５の出力信号波を
入力信号波と比較して出力信号波における歪成分を検出
し、その検出出力に基づき合成回路８５の出力信号波の
歪を打ち消すように利得可変増幅器８９の利得を制御す
る制御回路９０とを具備してなる。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第５図に示されるように、入力信号波と合成する
ことで定振幅波を生成するための補助波を入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生
成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と、
この定振幅波生成回路８２から出力される二つの定振幅
波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４と
、二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波を生成する合成回路８５と、補
助波生成回路８１からの補助波の大きさを可変調整する
利得可変増幅器８９と、定振幅波生成回路８２の定振幅
波を所定の基準値と比較して定振幅波が一定振幅となる
ように利得可変増幅器８９の利得を制御する制御回路９
１とを具備してなる。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第６図に示されるように、入力信号波と合成する
ことで定振幅波を生成するための補助波を入力信号波か
ら近似的に演算して生成するアナログ回路からなる補助
波生成回路８１と、補助波生成回路８１の補助波と入力
信号波とを合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生
成するアナログ回路からなる定振幅波生成回路８２と、
この定振幅波生成回路８２から出力される二つの定振幅
波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器８３．８４と
二つの増幅器８３．８４でそれぞれ増幅された定振幅波
を合成して出力信号波と出力補助波を生成する合成回路
８７と、補助波生成回路８１からの補助波の大きさを可
変調整する利得可変増幅器８９と、合成回路８５の出力
補助波を補助波生成回路８１の補助波と比較して出力補
助波における歪成分を検出し、その検出出力に基づき合
成回路８７の出力補助波の歪を打ち消すように利得可変
増幅器８９の利得を制御する制御回路９２とを具備して
なる。

また本発明に係る定娠幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第７図に示されるように、第１図〜第６図に述べ
た各形態において、二つの増幅器８３．８４の定振幅波
をそれぞれ増幅する二つの第２の増幅器９３．９４と、
二つの１４２の増幅器９３．９４でそれぞれ増幅された
定振幅波を合成して増幅された出力信号波を生成する第
２の合成回路９５とを更に具備してなる。

また本発明に係る定振幅波合成形増幅器は、他の形態と
して、第８図に示されるように、上記に述べた各形態に
おいて、補助波生成回路８１は、入力信号波をリミッタ
回路９１１に通し、このリミッタ回路９１１の出力と入
力信号波の差分を差分器９１２でとることにより補助波
を演算するように構成される。

［作用］ 第１図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１において、入力信号波とこれに直交する補助波
とをベクトル合成した時にその合成波の振幅が定振幅と
なるような、その補助波の大きさをアナログ回路により
近似的に求める。そして、その補助波と入力信号波に基
づいて定振幅波生成回路８２により一定包結線を持つ二
つの定振幅波を生成し、この二つの定振幅波をそれぞれ
増幅器８３．８４で増幅した後に、合成回路８５で合成
して元の信号波に戻し、それにより入力信号波の増幅出
力である出力信号波を得る。この場合、増幅器８３．８
４は定振幅波を増幅するものであるから、高効率な非線
形増幅器を用いることができる。

第２図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１が近似演算であることに基づいて出力信号波に
生じる歪成分を補正回路８６で検出して、この歪成分が
キャンセルされる方向に補正値を入力信号波に加え、そ
れにより出力信号波の歪を低減している。

第３図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１が近似演算であることに基づいて出力信号に生
じる歪成分を、出力補助波に生じる歪成分を補正回路８
８で検出してその歪成分がキャンセルされる方向に補助
波生成回路８１の補助波に補正値を加えることにより出
力補助波の歪を低減することで、低減している。

第４図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１が近似演算であることに基づいて出力信号波に
生じる歪成分を、出力信号波に生じる歪成分を制御回路
９０で検出してその歪成分が無くなるように補助波生成
回路８１の補助波の大きさを利得可変増幅器８９で調整
することにより、低減している。

第５図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１が近似演算であることに基づいて出力信号波に
生じる歪成分を、定振幅波生成回路８２の出力側の定振
幅波が一定振幅となるように制御回路９１を通じて利得
可変増幅器８９により補助波生成回路８１の補助波の大
きさを調整することにより、低減している。

第６図の形態の定振幅波合成形増幅器では、補助波生成
回路８１が近似演算であることに基づいて生じる歪成分
を、出力補助波と補助波生成回路８１の補助波を制御回
路９２で比較して補助波生成回路８１の補助波の大きさ
を利得可変増幅器８９で調整することにより、低減して
いる。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。なお、
以下の説明では、同一の参照番号が付されたものは各図
を通じて同じ回路構成要素を表しているものとする。

第９図には、本発明の一実施例としての定振幅波合成形
増幅器が示される。第９図において、入力端子７には入
力信号としての入力波Ｘが入力される。この入力波Ｘは
ｙの近似解回路ｌと９０度ハイブリッド回路２の入力端
子２０１にそれぞれ入力される。

近似解回路１はリミッタ増幅器１１と減算器１２からな
るアナログ回路で構成されており、入力波Ｘをリミッタ
増幅器１１を通し、このリミッタ増幅器１１の出力と入
力波Ｘとを減算器１２で減算することでｙの近似解を演
算するようになっている。

ここで近似解回路ｌは、入力波Ｘに対してこの入力波Ｘ
とのベクトル合成波が一定振幅となるような直交波Ｙの
大きさを補助波として近似的に求める回路である。入力
波Ｘとその直交波Ｙのベクトル合成波の振幅が一定にな
るとは、そのベクトル合成波のベクトル軌跡が第１０図
に点線（ロ）で示される円上を辿ることであるが、近似
解回路１はこの円の特性（ロ）を簡単なアナログ回路で
近似的に発生するものであり、第１０図中の実線で示さ
れる特性（イ）がこの近似解回路ｌの入出力特性となる
。

すなわち、近似解回路ｌにおけるリミッタ増幅器１１の
入出力特性は第１１図に（ハ）で示されるような特性で
あるので、入力波Ｘからリミッタ増幅器１１の出力を減
算器１２で減算すると、第１０図の（イ）のような特性
が得られるものである。なおこの近似解回路ｌからの補
助波Ｙは入力波Ｘと同相となっているので、後段の回路
ではこれを位相シフト手段によって位相を９０度回転さ
せるなどして入力波Ｘどの位相関係を直交するようにし
ている。

近似解回路１の補助波Ｙは９０度ハイブリッド回路２の
他方の入力端子２０２に入力される。９０度ハイブリッ
ド回路２は各入力端子に入力された信号を２分岐して、
同方向出力端子（端子２０１と２０３間、あるいは端子
２０２と２０４間）に同相成分を、また交差方向出力端
子（端子２０１と２０４間、あるいは端子２０２と２０
３間）に９０度位相シフト成分をそれぞれ出力するもの
であり、各出力端子２０３．２０４において、二つの入
力端子２０１．２０２にそれぞれ入力された入力信号を
、その一方を９０度位相シフトしてベクトル合成して出
力するようになっている。この実施例では、二つの出力
端子２０３．２０４からは一定包結線、等振幅の定振幅
波Ａ、Ｂがそれぞれ出力される。

この定振幅波Ａ、Ｂはそれぞれ増幅度にの増幅器４．５
に入力される。これらの増幅器４．５としては入力信号
が一定振幅であるので、高効率なＣ級増幅器等の非線形
増幅器を用いることができる。

これらの増幅器４．５の出力ｋＡ、ｋＢは−９０度ハイ
ブリッド回路３の二つの入力端子３０１．３０２にそれ
ぞれ入力される。−９０度ハイブリッド回路３は位相回
転角度が一９０度である点を除いて前述の９０度ハイブ
リッド回路２と同じ作用をするものである。この−９０
度ハイブリッド回路３の一方の出力端子３０３からは入
力波Ｘをに倍増幅した出力波ｋＸが出力され、他方の出
力端子３０４からは補助波Ｙをに倍増幅した出力補助波
ｋＹが出力され、出力補助波ｋＹは終端抵抗６により終
端されるようになっている。

この実施例回路の動作が第１２図を参照しつつ以下に説
明される。第１２図は実施例回路の各部信号の状態をベ
クトル表示したものである。

いま入力波として大きさ２ｘの信号波が入力されたもの
とすると、近似解回路１はこの入力波２Ｘから第１０図
の特性（イ）に従って補助波２Ｙを求め、これを９０度
ハイブリッド回路２に送出する。９０度ハイブリッド回
路２では、出力端子２０３側において、入力波Ｘと９０
度位相回転した近似解回路ｌの補助波Ｙとをベクトル合
成した定振幅波Ａを生成して出力し、一方、出力端子２
０４Ｉｌにおいては、入力波Ｘを９０度位相回転したも
のと近似解回路１の補助波Ｙとをベクトル合成して定振
幅波Ｂを生成して出力する。これらの定振幅波Ａ、Ｂは
その振幅が等しくなっている。すなわち１Ａｌ＝ｌＢｌ
である。

これら定振幅波Ａ、Ｂは次に増幅器４．５でそれぞれ増
幅されて増幅出力ｋＡ、ｋＢとされ、これらは−９０度
ハイブリッド回路３にそれぞれ人力される。

−９０度ハイブリッド回路３では、入力された増幅出力
ｋＡ、ｋＢを合成する。すなわち出力端子３０３では、
増幅出力ｋＡと一９０度位相回転した増幅出力ｋＢとを
合成して、直交波成分をキャンセルしつつ、入力波２ｘ
の増幅出力である出力波２ｋＸを得る。また出力端子３
０４では増幅出力ｋＢと一９０度位相回転した増幅出力
ｋＡとを合成して、人力波Ｘの成分をキャンセルしつつ
出力補助波２ｋＹを得る。

以上のような構成にすると、定振幅波Ａ、Ｂを生成する
ための回路構成が、近似解回路ｌと９０度ハイブリッド
回路２からなる簡単なアナログ回路で構成することがで
きるので、回路規模の小型化、低消費電力化、高速動作
化を図ることができる。

第１３図には本発明の他の実施例が示される。

この実施例は近似解回路ｌの補助波Ｙ。を９０度移相ｉ
１５に通すことで入力波Ｘと直交する補助波Ｙを作り、
この補助波Ｙと入力波Ｘを同相（あるいは逆相）ハイブ
リッド回路１３にそれぞれ入力させ、更に最終段のハイ
ブリッド回路を９０度ハイブリッド回路１４で置き換え
るように構成したものであり、かかる構成としても、上
述の実施例と同様に、増幅器４．５に入力される信号を
定振幅波Ａ、Ｂとすることができ、９０度ハイブリッド
回路１４から入力波Ｘを増幅した出力波ｋＸを得ること
ができる。

本発明の実施にあたっては種々の変形形態が可能である
。例λば上述の二つの実施例では、入力波Ｘの補助波Ｙ
を近似解回路１により近似的に求めているが、この補助
波Ｙは近似演算値であるため最終の増幅出力に含まれる
歪成分が太き（なることが予想される。よってこの歪成
分を低減するための回路を付加することが適当であり、
かかる補正回路を付加した本発明の種々の実施例が以下
に説明される。

第１４図にはかかる歪補正形の定振幅波合成形増幅器の
実施例の一つが示される。図中、近似解回路ｌ、９０度
位相器１５、ハイブリッド回路１３．１４、増幅器４．
５等による基本的な構成は第１３図に示されたものと同
じである。

第１３図の回路との相違点としては、入力波Ｘの信号経
路に加算器１８が設けられ、またハイブリッド回路１４
からの出力信号波ｋＸが１／に減衰器１６を介して減算
器１７に導かれており、この減算器１７は加算器１８を
通過した入力波と、減衰器１６を通過した出力波ｋＸと
の差分（歪成分Δに相当）を求めて、これを加算器１８
により入力波Ｘに加えるように構成されていることであ
る。

この実施例回路の動作が以下に説明される。

いま、近似解回路ｌが近似出力であることに起因して出
力波ｋＸに歪に△が生じたものとする。

この歪にΔを含む出力波（すなわちｋＸ＋に△）は減衰
器１６でｌ／にされて減算器１７に入力され、この減算
器１７により入力波Ｘとの差がとられるごとで歪成分Δ
が抽出される。この歪成分Δは加算器１８によって、ハ
イブリッド回路１４の出力波ｋＸにおける歪成分にΔが
打ち消されるような極性で入力波Ｘに加算される。これ
により最終的な増幅出力である出力波ｋＸは歪が低減さ
れることになる。

第１５図には歪補正形の定振幅波合成形増幅器の他の実
施例が示される。この第１５図の実施例は第１４図の実
施例と基本的には同じ構成となっているが、相違点とし
て、第１４図の実施例では歪成分△の抽出するために、
減衰器１６を介した出力波ｋ　Ｘと加算器１８を介した
人力波の差分を求めていたのに対し、第１５図の実施例
では、減衰器１６を介した出力ｋＸと加算器１８に入力
される前の入力波Ｘとの差分を求めることで歪成分Δを
検出するようになっていることであり、この検出出力を
出力波ｋＸにおける歪にΔをキャンセルできるような適
当な大きさに増幅器２２で調整して加算器１８で入力波
Ｘに加えている。その他の動作は第１４図の実施例の場
合と基本的には同じである。

第１６図には歪補正形の定振幅波合成増幅器の更に他の
実施例が示される。この実施例が前述の歪補正形の二つ
の実施例と相違する点は、前述の各実施例が出力波ｋＸ
に現れる歪にΔをその出力波ｋＸから抽出して、その歪
成分にΔが打ち消されるように入力波Ｘに対して補正値
を加えているのに対し、この実施例ではハイブリッド回
路１４から出力される出力補助波ｋＹに含まれる歪を検
出し、この歪を低減するように近似解回路１の補助波Ｙ
０に補正値を加えていることである。

すなわち、近似解回路１から９０度移相器１５への信号
経路の間に、補助波Ｙ０に補正値を加えるための加算器
２６が挿入され、ハイブリッド回路１４から出力された
出力補助波ｋＹは！／に減衰器２３を介して減算器２４
に導かれ、この減算器２４で加算器２６から出力される
補助波との差分がとられ、この差分値を増幅器２Ｓで適
当な大きさに調整して補正値Δとして加算器２６により
補助波Ｙ０に加え、それによりハイブリッド回路１４の
出力補助波ｋＹにおける歪成分を低減するようにしてい
る。

ここで補正値△の大きさは、第１Ｏ図の特性図における
近似解回路１の入出力特性（イ）と理想的な円特性（ロ
）との偏差△゛となるように調整されており、この補正
値△゛を補助波Ｙ。に加えることで、この補正回路を含
めた近似解回路ｌの入出力特性を等価的に理想的な円特
性とし、それによりハイブリッド回路１３から出力され
る定振幅波Ａ、Ｂの振幅を正確に一定振幅としてハイブ
リッド回路１４の出力補助波ｋＹの歪を低減するもので
あり、出力補助波ｋＹの歪が低減された時には出力信号
波ｋＸの歪も低減されているものである。

第１７図には歪補正形の定振幅波合成形増幅器の更に他
の実施例が示される。この実施例は第１６図の実施例と
同様に、近似解回路１の補助波Ｙ０に補正値△°を加え
てハイブリッド回路１４の出力補助波ｋＹにおける歪成
分を低減させるものであるが、相違点として、この実施
例では近似解回路ｌからの補助波Ｙ。を直接に（すなわ
ち加算器２６の出力側ではなく）、減算器２７に入力さ
せて、減衰器２３を介した出力補助波ｋＹと比較してそ
の差に基づいて補正値△°を生成し、この補正値△°を
加算器２６で近似解回路１からの補助波Ｙ０に加算して
いる点である。この実施例における歪低減の原理は前述
の第１６図の実施例の場合と基本的には同じである。

第１８図には歪補正形の定振幅波合成形増幅器の更に他
の実施例が示される。この実施例は近似解回路１の補助
波Ｙの大きさを自動利得制御形（ＡＧＣ）増幅器を用い
て調整することで歪低減を図るように構成したものであ
る。

すなわち、基本的な回路構成としては、第９図の実施例
のものを用いるものとし、この東９図回路の近似解回路
ｌの出力側にＡＧＣ増幅器３０を設け、ハイブリッド回
路３の出力信号波ｋＸを減衰器２３を介した後に二乗回
路３２で二乗して減算器３３に導き、この減算器３３に
おいて、入力波Ｘを二乗回路３１で二乗したものとの差
分△をとり、この差分△をローパスフィルタ３４を通す
ことで直流成分を抽出してＡＧＣ増幅器３０の制御電圧
としている。

この実施例は入力波Ｘに対して出力波ｋＸの線形性が保
たれるように近似解回路ｌの補助波Ｙの大きさをＡＧＣ
増幅器３０で調整しているものである。

すなわち、近似解回路１からの補助波が第１０図におけ
る円特性（ロ）上にあれば理論的にはハイブリッド回路
３から出力される出力波ｋＹには歪は生じないはずであ
るから、この出力波ｋＸに含まれる歪成分を減算器３３
で抽出し、その歪成分がゼロとなるようにＡＧＣ増幅器
３０の利得を調整して、近似解回路１の補助波Ｙが第１
０図の円特性（ロ）上にのるようにその大きさを調整す
るものである。

第１９図には歪補正形の定振幅波合成形増幅器の更に他
の実施例が示される。この実施例もＡＧＣ増幅器により
近似解回路１の補助波Ｙの大きさを調整するものである
。

すなわち、近似解回路１の出力側にＡＧＣ増幅器３０を
配置し、ハイブリッド回路２から出力される定振幅波Ａ
、Ｂの何れか一方を二乗回路３５で二乗した値を減算器
３６に導き、この減算器３６で一定値Ｖ０との差分を求
め、この差分をローパスフィルタ３７を介すことによっ
て制御電圧に変換し、この制御電圧によってＡＧＣ増幅
器３０の利得を調整するようにしている。

この実施例の動作原理は、近似解回路ｌの入出力特性が
第１０図の理想的な円特性（ロ）である場合にはハイブ
リッド回路２から出力される定振幅波Ａ、Ｂの包結線振
幅が正確にある一定の値になるのに対して、近似解回路
ｌの入出力特性が近似的な特性（イ）である場合には定
振幅波Ａ、　Ｂの振幅が正確には一定にならないことを
利用したものであり、定振幅波ＡまたはＢの振幅の二乗
値を減算器３６で所定の一定値■。と比較してその差分
を求め、この差分がゼロとなるようにＡＧＣ増幅器３０
の利得を調整して、近似解回路１の補助波Ｙが円特性（
ロ）上にのるようにするものである。これにより定振幅
波Ａ、Ｂの振幅を常に一定にすることができ、これらが
一定である場合にはハイブリッド回路３の出力波ｋＸに
は歪が現れない。

第２０図には歪補正形の定振幅波合成形増幅器の東に他
の実施例が示される。この実施例も第１８図、第１９図
の回路と同様にＡＧＣ増幅器により近似解回路１の補助
波Ｙの大きさを調整するものである。相違点として、こ
の実施例は、第１８図の回路が入力波Ｘと出力波ｋＸを
比較して制御電圧を作ってＡＧＣ増幅器３０を制御して
いるのに対して、出力補助波ｋＹと近似解回路１の補助
波Ｙを比較してＡＧＣ増幅器３０の制御を行っている。

すなわち、ハイブリッド回路３の出力補助波ｋＹを減衰
器２３と二乗回路３８を介して減算器３９に導き、一方
、近似解回路１の補助波Ｙを二乗回路４０を介して減算
器３９に導き、ここで両者の差分をとってこれをローパ
スフィルタ４１を通すことで制御電圧に変換し、この制
御電圧でＡＧＣ増幅器３０の利得を制御することで、近
似解回路１の補助波Ｙが第１Ｏ図の日持性（ロ）上にの
るようにしている。

第２１図には、本発明の応用例が示される。図中、５０
は上記に述べた本発明の実施例の何れかの定娠幅波合成
形増幅回路である。５１．５２はＣ級増幅器などの非線
形増幅器であり、定振幅渡合成形増幅回路５０中の増幅
器４．５で増幅すべき定振幅波Ａ、　Ｂ　（あるいは増
幅後のｋＡ、ｋＢ）をそれぞれ増幅する。５３は増幅さ
れた定振幅波ｍＡ、ｍＢを合成して増幅出力ｍＸを生成
するハイブリッド回路である。

このような回路構成とすることにより、歪補正を行う閉
ループを含んだ増幅回路とは別に、入力波Ｘを非線形増
幅器５１．５２で増幅することができるようになるので
、増幅の効率がよくなる。

なお、以上のいずれの実施例においても、近似解回路を
リミッタ増幅器１と減算器１２からなる回路で構成した
が、勿論、本発明はこれに限られるものではなく、第１
０図に示される固持定（ロ）に近似した入出力特性を実
現できるものであれば他の種々の形態のアナログ回路が
採用できるものである。

［発明の効果］ 本発明によれば、小規模、小電力、高速動作のアナログ
回路により定振幅波を発生するための演算回路を構成す
るようにしたので、ディジタル信号処理回路を用いてい
た従来の定振幅波合成形増幅器に比べて、低消費電力化
、小型化、および高速動作化を図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第８図はそれぞれ本発明に係る定振幅波合成形
増幅器の原理説明図、 第９図は本発明の一実施例としての定振幅波合成形増幅
器を示すブロック図、 第１０図は実施例における近似解回路の入出力特性図、 第１１図は実施例における近似解回路のリミッタ増幅器
の入出力特性図、 第１２図は実施例の動作説明のための図、第１３図は本
発明の他の実施例を示すブロック図、 第１４図〜第２０図はそれぞれ、歪低減のための補正回
路を付加した本発明の定振幅波合成形増幅器を示すブロ
ック図、 第２１図は本発明の応用例を示すブロック図、および、 第２２図は従来の定振幅波合成形増幅器を示すブロック
図である。 図において、 １・・・近似解回路 ２．３．１３、・・・ハイブリッド回路４．５・・・非
線形増幅器 ６・・・終端抵抗器 １１・・・リミッタ増幅器 １２．１７．２７，３３．３６．３９ ・・・減算器 １５・・・９０度移相器 １６．２３・・・ｌ／に減衰器 １８．２６・・・加算器 ２２．２５・・・増幅器 ３０・７・・Ａ、　Ｇ　Ｃ増幅器 ３１．３２．３５．３８．４０・・・二乗回路３４．３
７．４１・・・ローパスフィルタ特許比願人 富士通株式会社 本発明に（千６原理祝明図 第２図 本光明に促う原理翫用図 第８図 ２９０度ハイフ”リフト同浴 ３−９０贋ハイフリ川・回路 第１１図 第１０図 １５ 倶の実光例 第１３図 １１！！の＊７ｉｔ！！（夕″１ 第１４図 第１９図 第２０図 第２１図 従来１テ１ 第２２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力信号波と合成することで定振幅波を生成するた
   めの補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成す
   るアナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを合
   成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナロ
   グ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号波を生成する合成回路（８５
   ）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ２、入力信号波と合成することで定振幅波を生成するた
   めの補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成す
   るアナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助波生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを
   合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナ
   ログ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号波を生成する合成回路（８５
   ）と、 該合成回路（８５）の出力信号波を該入力信号波と比較
   して該出力信号波における歪成分を検出し、その検出出
   力に基づき該合成回路の出力信号波の歪を打ち消すよう
   な補正値を生成して該入力信号波に加える補正回路（８
   ６）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ３、入力信号波と合成することで定振幅波を生成するた
   めの補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成す
   るアナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助波生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを
   合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナ
   ログ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号と出力補助波とを生成する合
   成回路（８７）と、 該合成回路（８７）からの出力補助波を該補助波生成回
   路（８１）の補助波と比較して出力補助波における歪成
   分を検出し、その検出出力に基づき該出力補助波の歪を
   打ち消すような補正値を生成して該補助波生成回路（８
   １）の補助波に加える補正回路（８８）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ４、入力信号と合成することで定振幅波を生成するため
   の補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成する
   アナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助波生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを
   合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナ
   ログ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号波を生成する合成回路（８５
   ）と、 該補助波生成回路（８１）からの補助波の大きさを可変
   調整する利得可変増幅器（８９）と、該合成回路（８５
   ）の出力信号波を該入力信号波と比較して出力信号波に
   おける歪成分を検出し、その検出出力に基づき該合成回
   路（８５）の出力信号波の歪を打ち消すように該利得可
   変増幅器（８９）の利得を制御する制御回路（９０）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ５、入力信号波と合成することで定振幅波を生成するた
   めの補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成す
   るアナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助波生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを
   合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナ
   ログ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号波を生成する合成回路（８５
   ）と、 該補助波生成回路（８１）からの補助波の大きさを可変
   調整する利得可変増幅器（８９）と、該定振幅波生成回
   路（８２）の定振幅波を所定の基準値と比較して該定振
   幅波が一定振幅となるように該利得可変増幅器（８９）
   の利得を制御する制御回路（９１）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ６、入力信号波と合成することで定振幅波を生成するた
   めの補助波を該入力信号波から近似的に演算して生成す
   るアナログ回路からなる補助波生成回路（８１）と、 該補助波生成回路（８１）の補助波と該入力信号波とを
   合成することでそれぞれ二つの定振幅波を生成するアナ
   ログ回路からなる定振幅波生成回路（８２）と、 この定振幅波生成回路（８２）から出力される二つの定
   振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器（８３、
   ８４）と、 該二つの増幅器（８３、８４）でそれぞれ増幅された定
   振幅波を合成して出力信号波と出力補助波を生成する合
   成回路（８７）と、 該補助波生成回路（８１）からの補助波の大きさを可変
   調整する利得可変増幅器（８９）と、該合成回路（８５
   ）の出力補助波を該補助波生成回路（８１）の補助波と
   比較して該出力補助波における歪成分を検出し、その検
   出出力に基づき該合成回路（８７）の出力補助波の歪を
   打ち消すように該利得可変増幅器（８９）の利得を制御
   する制御回路（９２）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 ７、該二つの増幅器（８３、８４）の定振幅波をそれぞ
   れ増幅する更に二つの第２の増幅器（９３、９４）と、 該二つの第２の増幅器（９３、９４）でそれぞれ増幅さ
   れた定振幅波を合成して増幅された出力信号波を生成す
   る第２の合成回路（９５）とを更に具備してなる請求項
   １〜６の何れかに記載の定振幅波合成形増幅器。 ８、該補助波生成回路（８１）は、入力信号波をリミッ
   タ回路（９１１）に通し、このリミッタ回路（９１１）
   の出力と該入力信号波の差分を差分器（９１２）でとる
   ことにより補助波を演算するように構成された請求項１
   〜７の何れかに記載の定振幅波合成形増幅器。