JP2758683B2 - 定振幅波合成形増幅器 - Google Patents
定振幅波合成形増幅器Info
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- JP2758683B2 JP2758683B2 JP2027700A JP2770090A JP2758683B2 JP 2758683 B2 JP2758683 B2 JP 2758683B2 JP 2027700 A JP2027700 A JP 2027700A JP 2770090 A JP2770090 A JP 2770090A JP 2758683 B2 JP2758683 B2 JP 2758683B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［概要］ LINC方式の定振幅波合成形増幅器に関し， 定振幅波合成形増幅器の低消費電力化，小型化，およ
び高速動作化を図ることを目的とし， 制御信号に応じて発振周波数が変化される周波数可変
発振器であってその出力信号が第１の定振幅波となるも
のと，この周波数可変発振器からの第１の定振幅波と入
力信号波とを合成して第２の定振幅波を生成する第１の
合成回路と，第1,第２の定振幅波をそれぞれ別々に増幅
する二つの増幅器と，二つの増幅器でそれぞれ増幅され
た定振幅波を合成して出力信号波を生成する第２の合成
回路と，第1,第２の定振幅波を比較してそれらの振幅差
に応じた値を周波数可変発振器に位相誤差を修正する制
御信号として与える制御回路とを具備してなる。
び高速動作化を図ることを目的とし， 制御信号に応じて発振周波数が変化される周波数可変
発振器であってその出力信号が第１の定振幅波となるも
のと，この周波数可変発振器からの第１の定振幅波と入
力信号波とを合成して第２の定振幅波を生成する第１の
合成回路と，第1,第２の定振幅波をそれぞれ別々に増幅
する二つの増幅器と，二つの増幅器でそれぞれ増幅され
た定振幅波を合成して出力信号波を生成する第２の合成
回路と，第1,第２の定振幅波を比較してそれらの振幅差
に応じた値を周波数可変発振器に位相誤差を修正する制
御信号として与える制御回路とを具備してなる。
［産業上の利用分野］ 本発明は,LINC（Linear Amplification with Nonline
ar Components）方式の定振幅波合成形増幅器に関す
る。
ar Components）方式の定振幅波合成形増幅器に関す
る。
定振幅波合成形増幅器は，例えば移動通信用無線装
置，多重無線装置，衛星通信無線装置，あるいは放送機
器等の各種通信装置に適用されている低歪かつ高効率電
力の増幅器である。この定振幅波合成形増幅器は低消費
電力で小規模な回路構成で実現できることが必要とされ
ている。
置，多重無線装置，衛星通信無線装置，あるいは放送機
器等の各種通信装置に適用されている低歪かつ高効率電
力の増幅器である。この定振幅波合成形増幅器は低消費
電力で小規模な回路構成で実現できることが必要とされ
ている。
［従来の技術］ 従来，低歪かつ高効率を達成できる電力増幅器として
はLINC方式を用いた定振幅波合成形増幅器が知られてい
る。この定振幅波合成形増幅器の原理はベル研究所のD.
C.COXによって提案されたもので,IEEE,COM−22,P1942等
に開示されている。また応用例として，富里等の方式
が，特開平１−284106号公報等に開示されている。
はLINC方式を用いた定振幅波合成形増幅器が知られてい
る。この定振幅波合成形増幅器の原理はベル研究所のD.
C.COXによって提案されたもので,IEEE,COM−22,P1942等
に開示されている。また応用例として，富里等の方式
が，特開平１−284106号公報等に開示されている。
第15図には，従来の定振幅波合成形増幅器の構成例が
示される。同図において,61は定振幅波演算回路であ
り，ディジタル信号処理回路で構成されており，入力さ
れた信号波Ｘとの合成波が定振幅となるような直交波Ｙ
を演算して，この入力信号波Ｘと直交波Ｙを合成するこ
とで，定包絡線の等振幅な二つの定振幅波A,Bを生成し
出力する。なお，ここで英大文字のX,Y,A,Bは位相を含
むベクトル量を表すものとする。
示される。同図において,61は定振幅波演算回路であ
り，ディジタル信号処理回路で構成されており，入力さ
れた信号波Ｘとの合成波が定振幅となるような直交波Ｙ
を演算して，この入力信号波Ｘと直交波Ｙを合成するこ
とで，定包絡線の等振幅な二つの定振幅波A,Bを生成し
出力する。なお，ここで英大文字のX,Y,A,Bは位相を含
むベクトル量を表すものとする。
62,63は定振幅波演算回路61の二つの定振幅波A,Bをそ
れぞれ別々に増幅する増幅器であり,C級等の高効率な非
線形増幅器が使用されている。
れぞれ別々に増幅する増幅器であり,C級等の高効率な非
線形増幅器が使用されている。
64は合成回路であり，増幅器62,63で増幅後の定振幅
波kA,kBを合成して入力波Ｘの増幅出力として出力波kX
を生成する。
波kA,kBを合成して入力波Ｘの増幅出力として出力波kX
を生成する。
この従来の定振幅波合成形増幅器は，入力波Ｘを定振
幅波演算回路61で二つの定振幅波A,Bに変換して，増幅
器62,63でそれぞれ増幅し，その増幅出力kA,kBを合成回
路64で合成することで，元の入力波Ｘの増幅出力である
出力波kXを得るものである。
幅波演算回路61で二つの定振幅波A,Bに変換して，増幅
器62,63でそれぞれ増幅し，その増幅出力kA,kBを合成回
路64で合成することで，元の入力波Ｘの増幅出力である
出力波kXを得るものである。
この定振幅波合成形増幅器においては，増幅器62,63
は定包絡線の定振幅波A,Bを増幅するだけのものである
から，線形増幅器を用いる必要はなく,C級等の高効率な
非線形増幅器を使用することができ，しかも出力側の合
成回路64で元の信号が復元できるから，非線形増幅器に
よりながらも歪が少なく直線性の良い増幅が可能であ
る。このように定振幅波合成形増幅器は非線形増幅器を
用いて高効率，低歪の増幅器を実現できるものである。
は定包絡線の定振幅波A,Bを増幅するだけのものである
から，線形増幅器を用いる必要はなく,C級等の高効率な
非線形増幅器を使用することができ，しかも出力側の合
成回路64で元の信号が復元できるから，非線形増幅器に
よりながらも歪が少なく直線性の良い増幅が可能であ
る。このように定振幅波合成形増幅器は非線形増幅器を
用いて高効率，低歪の増幅器を実現できるものである。
一般に従来の定振幅波合成形増幅器では，入力波Ｘか
ら二つの定振幅波A,Bを生成する定振幅波演算回路61
は，ディジタル信号処理回路を用いて構成されている。
しかしながらディジタル信号処理回路を用いた場合，定
振幅波演算回路の消費電力が大きくなり，また高速信号
処理に追従できなく，さらに回路規模が大きくなるとい
う問題点がある。
ら二つの定振幅波A,Bを生成する定振幅波演算回路61
は，ディジタル信号処理回路を用いて構成されている。
しかしながらディジタル信号処理回路を用いた場合，定
振幅波演算回路の消費電力が大きくなり，また高速信号
処理に追従できなく，さらに回路規模が大きくなるとい
う問題点がある。
このため，従来の定振幅波合成形増幅器は，増幅器消
費電力がディジタル信号処理回路のそれに比べて十分に
大きいためディジタル信号処理回路での消費電力が無視
できる場合，あるいは大きさの制限がなく低速信号を伝
送する装置に使用する場合などに使途が限定される。以
上の問題の解決には，半導体の低消費電力化，高速化，
超LSI化等の半導体技術の進歩をまたなければならな
い。
費電力がディジタル信号処理回路のそれに比べて十分に
大きいためディジタル信号処理回路での消費電力が無視
できる場合，あるいは大きさの制限がなく低速信号を伝
送する装置に使用する場合などに使途が限定される。以
上の問題の解決には，半導体の低消費電力化，高速化，
超LSI化等の半導体技術の進歩をまたなければならな
い。
本発明はかかる技術的諸問題に鑑みなされたものであ
り，その目的とするところは，定振幅波合成形増幅器の
低消費電力化，回路規模の小型化，および高速動作化を
図ることにある。
り，その目的とするところは，定振幅波合成形増幅器の
低消費電力化，回路規模の小型化，および高速動作化を
図ることにある。
［課題を解決するための手段］ 第１図〜第４図はそれぞれ本発明に係る原理説明図で
ある。
ある。
本発明に係る定振幅波合成形増幅器は，一つの形態と
して，第１図に示されるように，制御信号に応じて発振
周波数が変化される周波数可変発振器41であってその出
力信号が第１の定振幅波となるものと，周波数可変発振
器41からの第１の定振幅波と入力信号波とを合成して第
２の定振幅波を生成する第１の合成回路42と，第1,第２
の定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器43,4
4と，二つの増幅器43,44でそれぞれ増幅された定振幅波
を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路45と，
第1,第２の定振幅波を比較してそれらの振幅差に応じた
値を周波数可変発振器41に位相誤差を修正する制御信号
として与える制御回路46とを具備してなる。
して，第１図に示されるように，制御信号に応じて発振
周波数が変化される周波数可変発振器41であってその出
力信号が第１の定振幅波となるものと，周波数可変発振
器41からの第１の定振幅波と入力信号波とを合成して第
２の定振幅波を生成する第１の合成回路42と，第1,第２
の定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器43,4
4と，二つの増幅器43,44でそれぞれ増幅された定振幅波
を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路45と，
第1,第２の定振幅波を比較してそれらの振幅差に応じた
値を周波数可変発振器41に位相誤差を修正する制御信号
として与える制御回路46とを具備してなる。
本発明に係る定振幅波合成形増幅器は，他の形態とし
て，第２図に示されるように，制御信号に応じて発振周
波数が変化される周波数可変発振器41であってその出力
信号が第１の定振幅波となるものと，周波数可変発振器
41からの第１の定振幅波と入力信号波とを合成して第２
の定振幅波を生成する第１の合成回路42と，第1,第２の
定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器43,44
と，二つの増幅器43,44でそれぞれ増幅された定振幅波
を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路45と，
第２の合成回路45の出力信号波と入力信号波とを比較し
て出力信号波に含まれる歪成分を抽出し，この歪成分を
周波数可変発振器41に位相誤差を修正する制御信号とし
て与える制御回路47とを具備してなる。
て，第２図に示されるように，制御信号に応じて発振周
波数が変化される周波数可変発振器41であってその出力
信号が第１の定振幅波となるものと，周波数可変発振器
41からの第１の定振幅波と入力信号波とを合成して第２
の定振幅波を生成する第１の合成回路42と，第1,第２の
定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの増幅器43,44
と，二つの増幅器43,44でそれぞれ増幅された定振幅波
を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路45と，
第２の合成回路45の出力信号波と入力信号波とを比較し
て出力信号波に含まれる歪成分を抽出し，この歪成分を
周波数可変発振器41に位相誤差を修正する制御信号とし
て与える制御回路47とを具備してなる。
本発明に係る定振幅波合成形増幅器は，他の形態とし
て，第３図または第４図に示されるように，上述の二つ
の形態の定振幅波合成形増幅器において，前記二つの増
幅器43,44の少なくとも一方の前段に，その増幅器に入
力される定振幅波の振幅を制御信号に応じて変化させる
利得可変増幅器48が更に備えられる。
て，第３図または第４図に示されるように，上述の二つ
の形態の定振幅波合成形増幅器において，前記二つの増
幅器43,44の少なくとも一方の前段に，その増幅器に入
力される定振幅波の振幅を制御信号に応じて変化させる
利得可変増幅器48が更に備えられる。
この利得可変増幅器48は前記第２の合成回路45の出力
信号波と入力信号波とを比較して抽出した出力信号波の
歪成分を，振幅誤差を修正するための制御信号とするよ
うに構成することができる。
信号波と入力信号波とを比較して抽出した出力信号波の
歪成分を，振幅誤差を修正するための制御信号とするよ
うに構成することができる。
またこの利得可変増幅器は自身の出力信号を所定の一
定値と比較し，その差分に応じた値を振幅誤差を修正す
るための制御信号とするように構成することができる。
定値と比較し，その差分に応じた値を振幅誤差を修正す
るための制御信号とするように構成することができる。
第１図の形態の定振幅波合成形増幅器では，制御回路
46により周波数可変発振器41から出力される第１の定振
幅波と第１の合成回路から出力される第２の定振幅波と
の振幅差を検出してこの振幅差がなくなるように，周波
数可変発振器41の周波数を制御する。これにより第1,第
２の定振幅波は包絡線振幅が一定の波となり，これを増
幅する増幅器43,44としては，高効率な非線形増幅器を
利用することが可能となり，かつ，かかる非線形増幅器
を使用しつつも入力信号波に対し線形で低歪な増幅が可
能となる。
46により周波数可変発振器41から出力される第１の定振
幅波と第１の合成回路から出力される第２の定振幅波と
の振幅差を検出してこの振幅差がなくなるように，周波
数可変発振器41の周波数を制御する。これにより第1,第
２の定振幅波は包絡線振幅が一定の波となり，これを増
幅する増幅器43,44としては，高効率な非線形増幅器を
利用することが可能となり，かつ，かかる非線形増幅器
を使用しつつも入力信号波に対し線形で低歪な増幅が可
能となる。
第２図の形態の定振幅波合成形増幅器では，制御回路
47により出力信号波に含まれる歪成分を抽出し，この歪
成分が低減されるように周波数可変発振器41の周波数を
制御する。この制御の結果，出力信号波の歪成分が低減
された時には，増幅器43,44に入力される定振幅波が定
包絡線の波になっていると考えることができる。
47により出力信号波に含まれる歪成分を抽出し，この歪
成分が低減されるように周波数可変発振器41の周波数を
制御する。この制御の結果，出力信号波の歪成分が低減
された時には，増幅器43,44に入力される定振幅波が定
包絡線の波になっていると考えることができる。
第３図，第４図の形態の定振幅波合成形増幅器では，
上記二つの形態の定振幅波合成形増幅器により定振幅波
の位相誤差の制御を行ったにもかかわらず，まだ第1,第
２の定振幅波に振幅誤差がある場合に，これら第1,第２
の定振幅波の振幅を利得可変増幅器48で調整して振幅誤
差を低減させている。
上記二つの形態の定振幅波合成形増幅器により定振幅波
の位相誤差の制御を行ったにもかかわらず，まだ第1,第
２の定振幅波に振幅誤差がある場合に，これら第1,第２
の定振幅波の振幅を利得可変増幅器48で調整して振幅誤
差を低減させている。
利得可変増幅器48の利得制御の仕方としては，第２の
合成回路45の出力信号波に含まれる歪成分を低減するよ
うに利得を調整する方法，あるいは利得可変増幅器48の
出力信号の増幅が所定の一定値になるようにその利得を
調整する方法などが可能である。
合成回路45の出力信号波に含まれる歪成分を低減するよ
うに利得を調整する方法，あるいは利得可変増幅器48の
出力信号の増幅が所定の一定値になるようにその利得を
調整する方法などが可能である。
［実施例］ 以下，図面を参照して本発明の実施例を説明する。な
お，以下の説明では，同一の参照番号が付されたものは
各図を通じて同じ回路構成要素を表しているものとす
る。
お，以下の説明では，同一の参照番号が付されたものは
各図を通じて同じ回路構成要素を表しているものとす
る。
本発明の一実施例としての定振幅波合成形増幅器が第
５図に示される。第５図において，入力端子10には入力
信号波として入力波Ｘが入力され，この入力波Ｘは更に
加算器１に入力されて，ここで電圧制御発振器２から出
力される定振幅波Ａと加算されて定幅振波Ｂが合成され
出力される。なお，ここでX,A,Bはそれぞれ位相を含む
ベクトル量を表しているものとする。
５図に示される。第５図において，入力端子10には入力
信号波として入力波Ｘが入力され，この入力波Ｘは更に
加算器１に入力されて，ここで電圧制御発振器２から出
力される定振幅波Ａと加算されて定幅振波Ｂが合成され
出力される。なお，ここでX,A,Bはそれぞれ位相を含む
ベクトル量を表しているものとする。
この電圧制御発振器２の定振含波Ａと加算器１の定振
幅波Ｂは演算回路５に入力される。演算回路５は入力さ
れた信号に対して,A2−B2の演算を行うことにより，定
振幅波ＡとＢの振幅差に応じた値を出力信号として生成
し，この差分値を低域フィルタ６を介して電圧制御発振
器２に位相誤差を修正するための制御信号として与える
ようになっている。
幅波Ｂは演算回路５に入力される。演算回路５は入力さ
れた信号に対して,A2−B2の演算を行うことにより，定
振幅波ＡとＢの振幅差に応じた値を出力信号として生成
し，この差分値を低域フィルタ６を介して電圧制御発振
器２に位相誤差を修正するための制御信号として与える
ようになっている。
また定振幅波ＡとＢはそれぞれ別々に増幅器３と４に
入力される。増幅器3,4は増幅器ｋの増幅器であり，入
力信号が包絡線の振幅が一定の定振幅波であるので,C級
増幅器などの高効率な非線形増幅器を用いることができ
る。
入力される。増幅器3,4は増幅器ｋの増幅器であり，入
力信号が包絡線の振幅が一定の定振幅波であるので,C級
増幅器などの高効率な非線形増幅器を用いることができ
る。
増幅器3,4の増幅器出力kA,kBはそれぞれ逆相ハイブリ
ッド回路７の入力端子71,72に入力される。逆相ハイブ
リッド回路７は各入力端子に入力された信号を２分岐し
て二つの出力端子に出力する回路であり，同方向出力端
子（端子71と73間，あるいは端子72と74間）に同相成分
を，また交差方向出力端子（端子71と74間，あるいは端
子72と73間）に逆相成分をそれぞれ出力し，各出力端子
73,74において，二つの入力端子71,72にそれぞれ入力さ
れた信号を，その一方を逆相にしてベクトル合成し出力
するようになっている。
ッド回路７の入力端子71,72に入力される。逆相ハイブ
リッド回路７は各入力端子に入力された信号を２分岐し
て二つの出力端子に出力する回路であり，同方向出力端
子（端子71と73間，あるいは端子72と74間）に同相成分
を，また交差方向出力端子（端子71と74間，あるいは端
子72と73間）に逆相成分をそれぞれ出力し，各出力端子
73,74において，二つの入力端子71,72にそれぞれ入力さ
れた信号を，その一方を逆相にしてベクトル合成し出力
するようになっている。
この逆相ハイブリッド回路７の出力端子74には，入力
波Ｘの増幅出力である出力波kXが出力され，一方，出力
端子73に出力される信号は終端抵抗器８で終端されるよ
うになっている。
波Ｘの増幅出力である出力波kXが出力され，一方，出力
端子73に出力される信号は終端抵抗器８で終端されるよ
うになっている。
この実施例回路の動作が図面を参照しつつ以下に説明
される。
される。
入力端子10に入力された入力波Ｘは加算器１によって
電圧制御発振器２からの定振幅波Ａとベクトル的に加算
されて合成波Ｂが出力される。この場合，何等の位相制
御も行わない場合には，任意の入力波Ｘに対して，入力
波Ｘと定振幅波Ａのベクトル合成波Ｂは第６図に示され
るような関係にあり，定振幅波Ａと合成波Ｂの振幅は等
しくなく，合成波Ｂの振幅は入力波Ｘに応じて変動する
ので，合成波Ｂは定振幅波とはならない。
電圧制御発振器２からの定振幅波Ａとベクトル的に加算
されて合成波Ｂが出力される。この場合，何等の位相制
御も行わない場合には，任意の入力波Ｘに対して，入力
波Ｘと定振幅波Ａのベクトル合成波Ｂは第６図に示され
るような関係にあり，定振幅波Ａと合成波Ｂの振幅は等
しくなく，合成波Ｂの振幅は入力波Ｘに応じて変動する
ので，合成波Ｂは定振幅波とはならない。
ここで演算回路５により定振幅波Ａの振幅と合成波Ｂ
の振幅の差分に応じた値A2−B2を演算し，この値A2−B2
を電圧制御発振器２に制御電圧として与え，この電圧制
御発振器２の発振周波数（あるいは位相）を変化させ
て， A2−B2＝０ となるように制御を行う。すなわち，定振幅波Ａと合成
波Ｂの振幅が等しくなるように，それらの間の位相角θ
を調整するものである。
の振幅の差分に応じた値A2−B2を演算し，この値A2−B2
を電圧制御発振器２に制御電圧として与え，この電圧制
御発振器２の発振周波数（あるいは位相）を変化させ
て， A2−B2＝０ となるように制御を行う。すなわち，定振幅波Ａと合成
波Ｂの振幅が等しくなるように，それらの間の位相角θ
を調整するものである。
定振幅波Ａと合成波Ｂの振幅が等しくなった場合,A2
−B2＝０が成り立って回路は安定となり，第７図に示さ
れるように，定振幅波Ａと合成波Ｂのベクトル軌跡は円
上にのり，合成波Ｂは定振幅波となる。
−B2＝０が成り立って回路は安定となり，第７図に示さ
れるように，定振幅波Ａと合成波Ｂのベクトル軌跡は円
上にのり，合成波Ｂは定振幅波となる。
この結果，増幅器3,4に入力される信号は共に振幅が
一定の信号となるので，増幅器3,4としては線形増幅器
を用いる必要がなくなり,C級増幅器などの効率のよい非
線形増幅器を利用することが可能となる。
一定の信号となるので，増幅器3,4としては線形増幅器
を用いる必要がなくなり,C級増幅器などの効率のよい非
線形増幅器を利用することが可能となる。
増幅器3,4の増幅出力kA,kBは逆相ハイブリッド回路７
に入力され，ここで合成される。第８図にはこの増幅出
力kA,kBの位相関係が示される。ここで逆相ハイブリッ
ド回路７の出力端子74には,k（Ｂ−Ａ）の出力波が出力
され，この出力波は入力波Ｘの増幅出力となる。
に入力され，ここで合成される。第８図にはこの増幅出
力kA,kBの位相関係が示される。ここで逆相ハイブリッ
ド回路７の出力端子74には,k（Ｂ−Ａ）の出力波が出力
され，この出力波は入力波Ｘの増幅出力となる。
すなわち， kX＝ｋ（Ｂ−Ａ） である。
本発明の実施にあたっては種々の変形形態が可能であ
る。第９図にはかかる本発明の他の実施例が示される。
この実施例が第５図の実施例と相違する点は演算回路５
の構成であり，この実施例の場合には，電圧制御発振器
２からの定振幅波Ａと加算器１からの定振幅波Ｂとを合
成回路11に入力させて,A＋ＢとＡ−Ｂの合成波を作り，
これらを乗算器12で乗算することで,A2−B2の近似出力
を生成し，この近似出力を低域フィルタ６を介して電圧
制御発振器２への制御電圧としている。この実施例回路
の他の構成とその動作原理は前述の第５図の実施例と同
じである。
る。第９図にはかかる本発明の他の実施例が示される。
この実施例が第５図の実施例と相違する点は演算回路５
の構成であり，この実施例の場合には，電圧制御発振器
２からの定振幅波Ａと加算器１からの定振幅波Ｂとを合
成回路11に入力させて,A＋ＢとＡ−Ｂの合成波を作り，
これらを乗算器12で乗算することで,A2−B2の近似出力
を生成し，この近似出力を低域フィルタ６を介して電圧
制御発振器２への制御電圧としている。この実施例回路
の他の構成とその動作原理は前述の第５図の実施例と同
じである。
また第10図には本発明の更に他の実施例が示される。
第10図において，加算器1,電圧制御発振器2,増幅器3,4,
低域フィルタ6,逆相ハイブリッド回路７ほ前述したもの
と同じである。この実施例が前述の二つの実施例と相違
する点は電圧制御発振器２の制御電圧の作り方にある。
すなわちこの実施例では，逆相ハイブリッド回路７から
の出力波kXを1/k減衰器13とリミッタ増幅器14を介して
乗算器16に導き，一方，入力波Ｘをリミッタ増幅器15を
介して乗算器16に導き，この乗算器16で両方の入力を乗
算することで，その出力信号として出力波kXに含まれる
歪成分△を抽出し，この歪成分△を低域フィルタ６を介
して電圧制御発振器２に制御電圧として与えている。
第10図において，加算器1,電圧制御発振器2,増幅器3,4,
低域フィルタ6,逆相ハイブリッド回路７ほ前述したもの
と同じである。この実施例が前述の二つの実施例と相違
する点は電圧制御発振器２の制御電圧の作り方にある。
すなわちこの実施例では，逆相ハイブリッド回路７から
の出力波kXを1/k減衰器13とリミッタ増幅器14を介して
乗算器16に導き，一方，入力波Ｘをリミッタ増幅器15を
介して乗算器16に導き，この乗算器16で両方の入力を乗
算することで，その出力信号として出力波kXに含まれる
歪成分△を抽出し，この歪成分△を低域フィルタ６を介
して電圧制御発振器２に制御電圧として与えている。
この実施例の動作が以下に説明される。いま，加算器
１からの合成波Ｂが定振含波となっていなかった場合，
増幅器４は非線形増幅器であるため，その増幅出力kBは
歪むことが予想され，この結果，最終的な逆相ハイブリ
ッド回路７からの出力波kAも歪成分を含むことになる。
これは言い換えれば，電圧制御発振器２による位相調整
が的確に行われて合成波Ｂが定振幅波になっている場合
には，逆相ハイブリッド回路７から出力される出力波kX
に含まれる歪成分を最小化できるということである。
１からの合成波Ｂが定振含波となっていなかった場合，
増幅器４は非線形増幅器であるため，その増幅出力kBは
歪むことが予想され，この結果，最終的な逆相ハイブリ
ッド回路７からの出力波kAも歪成分を含むことになる。
これは言い換えれば，電圧制御発振器２による位相調整
が的確に行われて合成波Ｂが定振幅波になっている場合
には，逆相ハイブリッド回路７から出力される出力波kX
に含まれる歪成分を最小化できるということである。
そこで，この出力波kXの歪成分を前述の減衰器13,リ
ミッタ増幅器14,15,乗算器16からなる回路で抽出し，こ
れを電圧制御発振器２に制御電圧として与え，この歪成
分が無くなる方向に電圧制御発振器２の周波数制御（位
相制御）を行う。これにより出力波kXにおける歪成分が
最小化された時には，定振幅波Ａと合成波Ｂの位相調整
が最適な状態にあり合成波Ｂは定振幅波となっていると
推定することができる。
ミッタ増幅器14,15,乗算器16からなる回路で抽出し，こ
れを電圧制御発振器２に制御電圧として与え，この歪成
分が無くなる方向に電圧制御発振器２の周波数制御（位
相制御）を行う。これにより出力波kXにおける歪成分が
最小化された時には，定振幅波Ａと合成波Ｂの位相調整
が最適な状態にあり合成波Ｂは定振幅波となっていると
推定することができる。
なお，この実施例ではリミッタ増幅14,15を用いてい
るのは，リミッタ増幅器15は入力波Ｘが小さくなった時
に回路動作が不安定とならないように入力信号をある一
定の大きさとするためであり，リミッタ増幅器14は帰還
ループ側の位相関係をリミッタ増幅器15に合わせて調整
するためのものである。
るのは，リミッタ増幅器15は入力波Ｘが小さくなった時
に回路動作が不安定とならないように入力信号をある一
定の大きさとするためであり，リミッタ増幅器14は帰還
ループ側の位相関係をリミッタ増幅器15に合わせて調整
するためのものである。
第11図には本発明の更に他の実施例が示される。この
実施例は第10図の実施例と同じ動作原理によるものであ
るが，相違点として，出力波kXから歪成分を抽出する回
路の構成が異なっている。
実施例は第10図の実施例と同じ動作原理によるものであ
るが，相違点として，出力波kXから歪成分を抽出する回
路の構成が異なっている。
すなわち，この実施例においては，入力波Ｘを二乗回
路18を介して減算器19に導き，一方，逆相ハイブリッド
回路７の出力波kXを1/k減衰器13と二乗回路17を介して
減算器19に導き，この減算器19で両入力信号の差分をと
ることで，出力波kXに含まれている歪成分を抽出し，こ
れを低域フィルタ６を介して電圧制御発振器２に制御電
圧として与えている。この実施例回路の動作原理は上記
に説明した第10図回路のものと同じである。
路18を介して減算器19に導き，一方，逆相ハイブリッド
回路７の出力波kXを1/k減衰器13と二乗回路17を介して
減算器19に導き，この減算器19で両入力信号の差分をと
ることで，出力波kXに含まれている歪成分を抽出し，こ
れを低域フィルタ６を介して電圧制御発振器２に制御電
圧として与えている。この実施例回路の動作原理は上記
に説明した第10図回路のものと同じである。
第12図には本発明の更にまた他の実施例が示される。
この実施例は，増幅器３または増幅器４の前段にAGC
（自動利得調整）増幅器21を設け，制御回路22で出力波
kXから歪成分を抽出し，この歪成分を電圧制御発振器２
の制御電圧とすると共に,AGC増幅器21の制御電圧ともし
ている。
この実施例は，増幅器３または増幅器４の前段にAGC
（自動利得調整）増幅器21を設け，制御回路22で出力波
kXから歪成分を抽出し，この歪成分を電圧制御発振器２
の制御電圧とすると共に,AGC増幅器21の制御電圧ともし
ている。
すなわち，出力波kXの歪成分を抽出する制御回路22の
構成としては，第10図に示されるようなリミッタ増幅器
14,15,ミキサ16からなる回路，あるいは第11図に示され
るような二乗回路17,18,減算器19からなる回路が利用で
きる。
構成としては，第10図に示されるようなリミッタ増幅器
14,15,ミキサ16からなる回路，あるいは第11図に示され
るような二乗回路17,18,減算器19からなる回路が利用で
きる。
この制御回路22の歪抽出出力は二分岐されて，一方は
低域フィルタ６を介して電圧制御発振器２に位相誤差を
修正するための制御電圧として供給され，他方は低域フ
ィルタ23を介してAGC増幅器21に振幅誤差を修正するた
めの制御電圧として供給される。
低域フィルタ６を介して電圧制御発振器２に位相誤差を
修正するための制御電圧として供給され，他方は低域フ
ィルタ23を介してAGC増幅器21に振幅誤差を修正するた
めの制御電圧として供給される。
この第12図の実施例回路は，前述の電圧制御発振器２
による位相調整だけでは定振幅波A,Bにおける振幅誤差
を除去しきれない場合に最終的な出力波kXに歪成分が生
じるので，この振幅誤差をAGC増幅器21で取り除くもの
であり，出力kXに生じた歪成分を制御回路22で抽出し
て，この歪成分が無くなるように，電圧制御発振器２の
発振周波数だけでなく,AGC増幅器21により定振幅波Ａ
（または定振幅波Ｂ）の振幅も調整するようにしたもの
である。
による位相調整だけでは定振幅波A,Bにおける振幅誤差
を除去しきれない場合に最終的な出力波kXに歪成分が生
じるので，この振幅誤差をAGC増幅器21で取り除くもの
であり，出力kXに生じた歪成分を制御回路22で抽出し
て，この歪成分が無くなるように，電圧制御発振器２の
発振周波数だけでなく,AGC増幅器21により定振幅波Ａ
（または定振幅波Ｂ）の振幅も調整するようにしたもの
である。
このように，位相誤差と振幅誤差の調整を共に行うこ
とにより出力波kXに生じる歪を一層低減させることがで
きる。
とにより出力波kXに生じる歪を一層低減させることがで
きる。
第13図には，上述の第12図の実施例を原理を用いた本
発明の更に他の実施例が示される。すなわち，この実施
例では，前述の第５図および第９図の実施例と同様に，
制御回路24により定振幅波A,Bの振幅差に応じた値A2−B
2を求め，これを電圧制御発振器２の制御電圧として用
いており，一方,AGC増幅器21の制御電圧としては，第12
図の実施例と同様に制御回路22で出力波xKに含まれる歪
成分を抽出して用いている。このように構成すること
で，電圧制御発振器２による位相誤差の調整とAGC増幅
器21による振幅差の調整とを別々に行っている。
発明の更に他の実施例が示される。すなわち，この実施
例では，前述の第５図および第９図の実施例と同様に，
制御回路24により定振幅波A,Bの振幅差に応じた値A2−B
2を求め，これを電圧制御発振器２の制御電圧として用
いており，一方,AGC増幅器21の制御電圧としては，第12
図の実施例と同様に制御回路22で出力波xKに含まれる歪
成分を抽出して用いている。このように構成すること
で，電圧制御発振器２による位相誤差の調整とAGC増幅
器21による振幅差の調整とを別々に行っている。
第14図には，同じく第12図の実施例の原理を用いた本
発明の更に他の実施例が示される。この実施例は，制御
回路25によりこのAGC増幅器21の出力信号を所定の一定
値Voと比較し，その差分に応じた値を低域フィルタ23を
介してAGC増幅器の制御電圧に用いている。
発明の更に他の実施例が示される。この実施例は，制御
回路25によりこのAGC増幅器21の出力信号を所定の一定
値Voと比較し，その差分に応じた値を低域フィルタ23を
介してAGC増幅器の制御電圧に用いている。
この実施例の動作を説明すると，回路が正常に動作し
ている時にはAGC増幅器21の出力はある一定振幅となる
ものであるから，この一定振幅値を予め定めておいてこ
れを一定値Voとし,AGC増幅器21の出力がこの一定値Voと
なるようにAGC増幅器21の利得を制御することで，振幅
誤差をなくすものである。
ている時にはAGC増幅器21の出力はある一定振幅となる
ものであるから，この一定振幅値を予め定めておいてこ
れを一定値Voとし,AGC増幅器21の出力がこの一定値Voと
なるようにAGC増幅器21の利得を制御することで，振幅
誤差をなくすものである。
［発明の効果］ 本発明によれば，定振幅波を発生するための回路を小
型，小電力，高速動作のアナログ回路で構成することが
できるので，ディジタル信号処理回路を用いていた従来
の定振幅波合成形増幅器に比べて，定振幅波合成形増幅
器の一層の低消費電力化，小型化および高速動作化を図
ることができる。
型，小電力，高速動作のアナログ回路で構成することが
できるので，ディジタル信号処理回路を用いていた従来
の定振幅波合成形増幅器に比べて，定振幅波合成形増幅
器の一層の低消費電力化，小型化および高速動作化を図
ることができる。
第１図，第２図，第３図，第４図はそれぞれ本発明に係
る定振幅波合成形増幅器の原理説明図， 第５図は本発明の一実施例としての定振幅波合成形増幅
器を示すブロック図， 第６図，第７図，第８図は実施例回路の動作説明図， 第９図，第10図，第11図，第12図，第13図，第14図はそ
れぞれ本発明の他の実施例を示すブロック図，および 第15図は従来の定振幅波合成形増幅器を示すブロック図
である。 図において， １……加算器 ２……電圧制御発振器 3,4……非線形増幅器 ５……演算回路 6,23……低域フィルタ ７……逆相ハイブリッド回路７ ８……終端抵抗器 ９……出力端子 10……入力端子 11……合成回路 12,16……乗算器（ミキサ） 13……1/k減衰器 14,15……リミッタ増幅器 17,18……二乗回路 19……減算器 21……AGC増幅器 22……制御回路
る定振幅波合成形増幅器の原理説明図， 第５図は本発明の一実施例としての定振幅波合成形増幅
器を示すブロック図， 第６図，第７図，第８図は実施例回路の動作説明図， 第９図，第10図，第11図，第12図，第13図，第14図はそ
れぞれ本発明の他の実施例を示すブロック図，および 第15図は従来の定振幅波合成形増幅器を示すブロック図
である。 図において， １……加算器 ２……電圧制御発振器 3,4……非線形増幅器 ５……演算回路 6,23……低域フィルタ ７……逆相ハイブリッド回路７ ８……終端抵抗器 ９……出力端子 10……入力端子 11……合成回路 12,16……乗算器（ミキサ） 13……1/k減衰器 14,15……リミッタ増幅器 17,18……二乗回路 19……減算器 21……AGC増幅器 22……制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大洞 喜正 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 小林 一彦 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 小早川 周磁 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 馬庭 透 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−99507（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−96004（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−284106（ＪＰ，Ａ) 米国特許3909742（ＵＳ，Ａ) 米国特許4490684（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/00 H03G 1/00 - 3/00
Claims (4)
- 【請求項１】制御信号に応じて発振周波数が変化される
周波数可変発振器（41）であってその出力信号が第１の
定振幅波となるものと， 該周波数可変発振器（41）からの第１の定振幅波と入力
信号とを合成して第２の定振幅波を生成する第１の合成
回路（42）と， 該第1,第２の定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの
増幅器（43,44）と， 該二つの増幅器（43,44）でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路（4
5）と， 該第1,第2,の定振幅波を比較してそれらの振幅差に応じ
た値を該周波数可変発振器（41）に位相誤差を修正する
制御信号として与える制御路（46）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 - 【請求項２】制御信号に応じて発振周波数が変化される
周波数可変発振器（41）であってその出力信号が第１の
定振幅波となるものと， 該周波数可変発振器（41）からの第１の定振幅波と入力
信号波とを合成して第２の定振幅波を生成する第１の合
成回路（42）と， 該第1,第２の定振幅波をそれぞれ別々に増幅する二つの
増幅器（43,44）と， 該二つの増幅器（43,44）でそれぞれ増幅された定振幅
波を合成して出力信号波を生成する第２の合成回路（4
5）と， 該第２の合成回路（45）の出力信号波と入力信号波とを
比較して該出力信号波に含まれる歪成分を抽出し，この
歪成分を該周波数可変発振器（41）に位相誤差を修正す
る制御信号として与える制御回路（47）と を具備してなる定振幅波合成形増幅器。 - 【請求項３】前記二つの増幅器（43,44）の一方の前段
に，該増幅器に入力される定振幅波の振幅を制御信号に
応じて変化させる利得可変増幅器（48）を更に備え，該
利得可変増幅器は前記第２の合成回路（45）の出力信号
波と入力信号波とを比較して抽出した該出力信号波の歪
成分を，振幅誤差を修正するための制御信号とするよう
に構成された請求項１または２記載の定振幅波合成形増
幅器。 - 【請求項４】前記二つの増幅器（43,44）の一方の前段
に，該増幅器に入力される定振幅波の振幅を制御信号に
応じて変化させる利得可変増幅器（48）を更に備え，該
利得可変増幅器（48）は自身の出力信号を所定の一定値
と比較し，その差分に応じた値を振幅誤差を修正するた
めの制御信号とするように構成された請求項１または２
記載の定振幅波合成形増幅器。
Priority Applications (11)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2027700A JP2758683B2 (ja) | 1990-02-07 | 1990-02-07 | 定振幅波合成形増幅器 |
| EP19910101602 EP0443368B1 (en) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| EP94117668A EP0635933B1 (en) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| CA 2035845 CA2035845C (en) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| DE1991630296 DE69130296T2 (de) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Verstärker für zusammengesetzte Wellen mit konstanter Amplitude |
| DE1991620312 DE69120312T2 (de) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Verstärker für kombinierte Wellen mit konstanter Amplitude |
| DE1991630366 DE69130366T2 (de) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Verstärker für kombinierte Wellen mit konstanter Amplitude |
| EP19940117669 EP0644650B1 (en) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| DE1991630181 DE69130181T2 (de) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Verstärker für kombinierte Wellen mit konstanter Amplitude |
| EP94117670A EP0635934B1 (en) | 1990-02-07 | 1991-02-06 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
| US07/969,522 US5287069A (en) | 1990-02-07 | 1992-10-30 | Constant-amplitude wave combination type amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2027700A JP2758683B2 (ja) | 1990-02-07 | 1990-02-07 | 定振幅波合成形増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03232307A JPH03232307A (ja) | 1991-10-16 |
| JP2758683B2 true JP2758683B2 (ja) | 1998-05-28 |
Family
ID=12228259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2027700A Expired - Lifetime JP2758683B2 (ja) | 1990-02-07 | 1990-02-07 | 定振幅波合成形増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2758683B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| US8315336B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-11-20 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment |
| WO2008156800A1 (en) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control |
| WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| EP2214307B1 (en) * | 2007-09-27 | 2013-05-29 | Kyocera Corporation | Power amplifying circuit, and transmitter and wireless communication device using the same |
| WO2009041097A1 (ja) * | 2007-09-27 | 2009-04-02 | Kyocera Corporation | 電力増幅回路ならびにそれを用いた送信機および無線通信機 |
| WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| WO2010013514A1 (ja) * | 2008-07-29 | 2010-02-04 | 京セラ株式会社 | 電力増幅装置ならびにそれを用いた送信装置および通信装置 |
| KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Ｒｆ 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
| KR20140034895A (ko) | 2011-06-02 | 2014-03-20 | 파커비전, 인크. | 안테나 제어 |
| EP3047348A4 (en) | 2013-09-17 | 2016-09-07 | Parkervision Inc | METHOD, DEVICE AND SYSTEM FOR THE PRESENTATION OF A MEDIA TIME FUNCTION |
-
1990
- 1990-02-07 JP JP2027700A patent/JP2758683B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03232307A (ja) | 1991-10-16 |
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