JPH03211916A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
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- JPH03211916A JPH03211916A JP624090A JP624090A JPH03211916A JP H03211916 A JPH03211916 A JP H03211916A JP 624090 A JP624090 A JP 624090A JP 624090 A JP624090 A JP 624090A JP H03211916 A JPH03211916 A JP H03211916A
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 2
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Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
受信変調信号を増幅する可変利得増幅器を備えた復調器
に関し、 雑音によりＡＤ変換器が飽和する方向に、可変利得増幅
器の利得制御が行われないようにすることを目的とし、 受信変調信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信変
調信号の搬送波を再生する搬送波再生回路と、前記可変
利得増幅器の出力信号を前記搬送波再生回路からの再生
搬送波により直交復調する復調部と、該復調部からの復
調信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、該Ａ
Ｄ変換器の入力信号の絶対値を求める絶対値回路と、該
絶対値回路の出力信号を加算して設定値と比較し、比較
出力信号を積分して前記可変利得増幅器の利得制御信号
を出力する利得制御部とにより構成した。
に関し、 雑音によりＡＤ変換器が飽和する方向に、可変利得増幅
器の利得制御が行われないようにすることを目的とし、 受信変調信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信変
調信号の搬送波を再生する搬送波再生回路と、前記可変
利得増幅器の出力信号を前記搬送波再生回路からの再生
搬送波により直交復調する復調部と、該復調部からの復
調信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、該Ａ
Ｄ変換器の入力信号の絶対値を求める絶対値回路と、該
絶対値回路の出力信号を加算して設定値と比較し、比較
出力信号を積分して前記可変利得増幅器の利得制御信号
を出力する利得制御部とにより構成した。
本発明は、受信変調信号を増幅する可変利得増幅器を備
えた復調器に関するものである。
えた復調器に関するものである。
衛星通信システムに於いては、雑音による誤りが発生し
易いので、伝送データを例えば畳込み符号化して伝送し
、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器等により最尤復号化
される。このビタビ復号器は、復調信号を２値判定した
硬判定信号を入力した場合よりも、多値判定した軟判定
信号を人力した場合の誤り訂正能力が大きいものである
。従って、受信変調信号を、再生搬送波により位相検波
して復調し、この復調信号をＡＤ変換器により量子化す
る時に、ビタビ復号器が最適とするコードとなるように
量子化コードを選定するのが望ましいものである。その
為に、受信変調信号を所定のレベルとなるように増幅し
て復調する可変利得増幅器が設けられている。この可変
利得増幅器の利得を、雑音による影響を少なくして制御
することが必要となる。
易いので、伝送データを例えば畳込み符号化して伝送し
、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器等により最尤復号化
される。このビタビ復号器は、復調信号を２値判定した
硬判定信号を入力した場合よりも、多値判定した軟判定
信号を人力した場合の誤り訂正能力が大きいものである
。従って、受信変調信号を、再生搬送波により位相検波
して復調し、この復調信号をＡＤ変換器により量子化す
る時に、ビタビ復号器が最適とするコードとなるように
量子化コードを選定するのが望ましいものである。その
為に、受信変調信号を所定のレベルとなるように増幅し
て復調する可変利得増幅器が設けられている。この可変
利得増幅器の利得を、雑音による影響を少なくして制御
することが必要となる。
従来例の例えば４相ＰＳＫ復調器は、第４図に示す構成
を有するものであり、４１は受信変調信号（中間周波信
号）を増幅する可変利得増幅器、４２は受信変調信号の
搬送波を再生する搬送波再生回路、４３は受信変調信号
を２分岐するハイブリッド回路、４４．４５は搬送波再
生回路４２からのそれぞれ９０°位相差の搬送波により
受信変調信号を位相検波して復調する位相検波器、４６
゜４７はフィルタ、４８．４９は復調信号を多値レベル
で量子化するＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、５０は符号変換
加算回路、５１は比較器、５２は積分器、５３はＤＡ変
換器（Ｄ／Ａ）である。
を有するものであり、４１は受信変調信号（中間周波信
号）を増幅する可変利得増幅器、４２は受信変調信号の
搬送波を再生する搬送波再生回路、４３は受信変調信号
を２分岐するハイブリッド回路、４４．４５は搬送波再
生回路４２からのそれぞれ９０°位相差の搬送波により
受信変調信号を位相検波して復調する位相検波器、４６
゜４７はフィルタ、４８．４９は復調信号を多値レベル
で量子化するＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、５０は符号変換
加算回路、５１は比較器、５２は積分器、５３はＤＡ変
換器（Ｄ／Ａ）である。
受信変調信号は、可変利得増幅器４１により増幅され、
ハイブリッド回路４３により２分岐されて位相検波器４
４．４５に加えられ、搬送波再往回路４２からの相互に
９０°位相差の搬送波により位相検波されて復調され、
復調信号はフィルタ４６．４７により不要成分が除去さ
れてＡＤ変換器４８．４９に加えられ、量子化により複
数ビット構成の再生データとなり、図示を省略したビタ
ビ復号器に加えられて畳込み符号の最尤復号化が行われ
る。
ハイブリッド回路４３により２分岐されて位相検波器４
４．４５に加えられ、搬送波再往回路４２からの相互に
９０°位相差の搬送波により位相検波されて復調され、
復調信号はフィルタ４６．４７により不要成分が除去さ
れてＡＤ変換器４８．４９に加えられ、量子化により複
数ビット構成の再生データとなり、図示を省略したビタ
ビ復号器に加えられて畳込み符号の最尤復号化が行われ
る。
又再生データは、符号変換加算回路５０により同一極性
のデータとして加算され、比較器５１により設定値ＲＦ
と比較され、設定値ＲＦに対して大きいか小さいかを示
す比較器５１の比較出力信号が積分器５２により積分さ
れる。積分器５２を可逆カウンタ等のディジタル回路に
より構成した場合、積分出力信号はＤＡ変換器５３によ
りアナログ信号に変換されて可変利得増幅器４１の利得
制御信号となる。
のデータとして加算され、比較器５１により設定値ＲＦ
と比較され、設定値ＲＦに対して大きいか小さいかを示
す比較器５１の比較出力信号が積分器５２により積分さ
れる。積分器５２を可逆カウンタ等のディジタル回路に
より構成した場合、積分出力信号はＤＡ変換器５３によ
りアナログ信号に変換されて可変利得増幅器４１の利得
制御信号となる。
従って、可変利得増幅器４１は、符号変換加算回路５０
の加算出力信号が設定値ＲＦに近づくように受信変調信
号を増幅し、復調信号のアイパターンが所望の大きさに
開（ように制御されることになる。即ち、復調信号を基
に利得制御を行うベースパンド型自動利得制御回路を構
成していることになる。
の加算出力信号が設定値ＲＦに近づくように受信変調信
号を増幅し、復調信号のアイパターンが所望の大きさに
開（ように制御されることになる。即ち、復調信号を基
に利得制御を行うベースパンド型自動利得制御回路を構
成していることになる。
雑音を含まない復調信号のアイパターンは、例えば、第
５図の６０に示すように、サンプリング点に於いてＶＩ
ＬとＶＩＨとの間の振幅となるようＧこ制御されるもの
で、ＡＤ変換器４８．４９によりサンプリング点に於い
てサンプリングしてディジタル信号に変換すると、例え
ば、最小レベルＶＩＬは００＋ｈ＋ 、最大レヘ／１ｚ
Ｖ１＋ハＦ Ｆ ｒｈ＋ （１６進表示）となる。
５図の６０に示すように、サンプリング点に於いてＶＩ
ＬとＶＩＨとの間の振幅となるようＧこ制御されるもの
で、ＡＤ変換器４８．４９によりサンプリング点に於い
てサンプリングしてディジタル信号に変換すると、例え
ば、最小レベルＶＩＬは００＋ｈ＋ 、最大レヘ／１ｚ
Ｖ１＋ハＦ Ｆ ｒｈ＋ （１６進表示）となる。
又衛星通信に於いては雑音が多くなり、復調信号には６
１で示すような雑音が重畳される。従って、サンプリン
グ点に於いてＶＩＨ以上のレベル或いはＶＩＬ以下のレ
ベルとなる。雑音６１が重畳されて、最大レベル■０以
上又は最小レベルＶＩＬ以下となると、ＡＤ変換器４８
．４９はオーバーフロー又はアンダーフローの状Ｂ（飽
和状態）となり、変換されたディジタル信号は最大値Ｆ
Ｆ ＋ｂ、又は最小値００ ＜ｈ＋ を示すものとな
る。従って、ＡＤ変換器４８．４９のハイレベル側の出
力の分布は、最大値側が飽和した状態となるから、右側
に示すように、雑音Ｎが増加してＣ／Ｎが小さくなる程
、正規分布の上側が制限されて、下側のみが増加するか
ら、平均電力６２．６２’、６２”は小さくなったよう
に見えることになる。又ローレベル側の出力分布に於い
ても、同様な傾向となる。
１で示すような雑音が重畳される。従って、サンプリン
グ点に於いてＶＩＨ以上のレベル或いはＶＩＬ以下のレ
ベルとなる。雑音６１が重畳されて、最大レベル■０以
上又は最小レベルＶＩＬ以下となると、ＡＤ変換器４８
．４９はオーバーフロー又はアンダーフローの状Ｂ（飽
和状態）となり、変換されたディジタル信号は最大値Ｆ
Ｆ ＋ｂ、又は最小値００ ＜ｈ＋ を示すものとな
る。従って、ＡＤ変換器４８．４９のハイレベル側の出
力の分布は、最大値側が飽和した状態となるから、右側
に示すように、雑音Ｎが増加してＣ／Ｎが小さくなる程
、正規分布の上側が制限されて、下側のみが増加するか
ら、平均電力６２．６２’、６２”は小さくなったよう
に見えることになる。又ローレベル側の出力分布に於い
ても、同様な傾向となる。
ベースバンド型自動利得制御回路に於いては、ＡＤ変換
器４８．４９の出力の平均電力が小さい場合は、可変利
得増幅器４１の利得を大きくするように制御することに
なるから、Ｃ／Ｎが小さい場合には、アイパターン６０
の振幅がサンプリング点に於いて大きい場合でも、更に
利得を大きくするように作用し、ＡＤ変換器４８．４９
が益々飽和状態となる方向に制御され、雑音による影響
が大きくなる欠点があった。
器４８．４９の出力の平均電力が小さい場合は、可変利
得増幅器４１の利得を大きくするように制御することに
なるから、Ｃ／Ｎが小さい場合には、アイパターン６０
の振幅がサンプリング点に於いて大きい場合でも、更に
利得を大きくするように作用し、ＡＤ変換器４８．４９
が益々飽和状態となる方向に制御され、雑音による影響
が大きくなる欠点があった。
このような欠点を改善する為に、Ｃ／Ｎが低下しても、
ＡＤ変換器４８．４９が飽和しないような値、例えば、
Ｃ／Ｎが無限大（Ｎ＝０）の時に於いて、ＡＤ変換器４
８．４９のフルスケールに対して１／２又は１／４とな
るように制御する構成が知られている。即ち、第６図に
示すように、サンプリング点に於けるアイパターンの振
幅が、重畳された雑音によっても最大レベルｖｅ、Ｉ又
は最小レベルＶＩＬを超えないように、比較器５１に加
える設定値ＲＦを定めて、可変利得増幅器４１の利得を
制御するものである。それにより、出力の分布は右側に
示すように、はぼ正規分布となるから、雑音の大小に拘
らずアイパターンは設定された振幅となるように制御さ
れる。
ＡＤ変換器４８．４９が飽和しないような値、例えば、
Ｃ／Ｎが無限大（Ｎ＝０）の時に於いて、ＡＤ変換器４
８．４９のフルスケールに対して１／２又は１／４とな
るように制御する構成が知られている。即ち、第６図に
示すように、サンプリング点に於けるアイパターンの振
幅が、重畳された雑音によっても最大レベルｖｅ、Ｉ又
は最小レベルＶＩＬを超えないように、比較器５１に加
える設定値ＲＦを定めて、可変利得増幅器４１の利得を
制御するものである。それにより、出力の分布は右側に
示すように、はぼ正規分布となるから、雑音の大小に拘
らずアイパターンは設定された振幅となるように制御さ
れる。
しかし、ビタビ復号器は、再生データが最大値又は最小
値を示す場合に誤り訂正復号能力が大きくなるものであ
り、前述のように、アイパターンの振幅を、ＡＤ変換器
４８．４９のフルスケール（例えば、８ビツト・フルス
ケールや１２ビツト・フルスケール）に対して１／２又
は１／４にすることにより、符号化利得が減少する欠点
が生じるものである。
値を示す場合に誤り訂正復号能力が大きくなるものであ
り、前述のように、アイパターンの振幅を、ＡＤ変換器
４８．４９のフルスケール（例えば、８ビツト・フルス
ケールや１２ビツト・フルスケール）に対して１／２又
は１／４にすることにより、符号化利得が減少する欠点
が生じるものである。
本発明は、雑音によりＡＤ変換器が飽和する方向に、可
変利得増幅器の利得制御が行われないようにすることを
目的とするものである。
変利得増幅器の利得制御が行われないようにすることを
目的とするものである。
〔課題を解決するための手段］
本発明の復調器は、雑音によるＡＤ変換器の飽和の問題
を解決し、ＡＤ変換器のフルスケールで量子化を行わせ
るものであり、第１図を参照して説明する。
を解決し、ＡＤ変換器のフルスケールで量子化を行わせ
るものであり、第１図を参照して説明する。
４相ＰＳＫの受信変調信号を増幅する可変利得増幅器１
’ｃ！：、受信変調信号の搬送波を再生する搬送波再生
回路２と、可変利得増幅器ｌの出力信号を搬送波再生回
路２からの再生搬送波により直交復調する復調部３と、
この復調部３からの復調信号をディジタル信号に変換す
るＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）４．５と、このＡＤ変換器４．
５の入力信号の絶対値を求める絶対値回路６．７と、こ
の絶対値回路６，７の出力信号を加算して設定値と比較
し、比較出力信号を積分して可変利得増幅器１の利得制
御信号を出力する利得制御部８とを備えているものであ
る。
’ｃ！：、受信変調信号の搬送波を再生する搬送波再生
回路２と、可変利得増幅器ｌの出力信号を搬送波再生回
路２からの再生搬送波により直交復調する復調部３と、
この復調部３からの復調信号をディジタル信号に変換す
るＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）４．５と、このＡＤ変換器４．
５の入力信号の絶対値を求める絶対値回路６．７と、こ
の絶対値回路６，７の出力信号を加算して設定値と比較
し、比較出力信号を積分して可変利得増幅器１の利得制
御信号を出力する利得制御部８とを備えているものであ
る。
〔作用］
可変利得増幅器１により増幅した受信変調信号を、搬送
波再生回路２で再生した搬送波を用いて復調部３に於い
て直交復調し、復調信号をＡＤ変換器４．５により量子
化して再生データとする復調動作は、一般的な直交復調
器と同様である。本発明に於いては、ＡＤ変換器４，５
へ入力される復調信号を絶対値回路６．７に加えて絶対
値を求め、利得制御部８に於いて復調信号の絶対値を加
算し、加算結果を設定値と比較し、その比較出力信号を
積分して利得制御信号とし、可変利得増幅器１の利得を
制御するものである。従って、ＡＤ変換器４．５のフル
スケールによる影響を受けない利得制御ループとなるか
ら、雑音が重畳された場合に於いても、所定のアイパタ
ーンが得られるように可変利得増幅器１を制御すること
ができるから、ＡＤ変換器４．５はフルスケールで復調
信号を量子化することが可能となる。
波再生回路２で再生した搬送波を用いて復調部３に於い
て直交復調し、復調信号をＡＤ変換器４．５により量子
化して再生データとする復調動作は、一般的な直交復調
器と同様である。本発明に於いては、ＡＤ変換器４，５
へ入力される復調信号を絶対値回路６．７に加えて絶対
値を求め、利得制御部８に於いて復調信号の絶対値を加
算し、加算結果を設定値と比較し、その比較出力信号を
積分して利得制御信号とし、可変利得増幅器１の利得を
制御するものである。従って、ＡＤ変換器４．５のフル
スケールによる影響を受けない利得制御ループとなるか
ら、雑音が重畳された場合に於いても、所定のアイパタ
ーンが得られるように可変利得増幅器１を制御すること
ができるから、ＡＤ変換器４．５はフルスケールで復調
信号を量子化することが可能となる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の一実施例のブロック図であり、１１は
可変利得増幅器、１２は搬送波再生回路、１３はハイブ
リッド回路、１４．１５は位相検波器、１６．１７はフ
ィルタ、１８．１９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、２０．
２１は絶対値回路、２２は加算器、２３は比較器、２４
は積分器、２５はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）である。
可変利得増幅器、１２は搬送波再生回路、１３はハイブ
リッド回路、１４．１５は位相検波器、１６．１７はフ
ィルタ、１８．１９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、２０．
２１は絶対値回路、２２は加算器、２３は比較器、２４
は積分器、２５はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）である。
図示を省略した無線受信部により受信した４相ＰＳＫの
受信変調信号（中間周波信号）を可変利得増幅器１１に
より増幅し、増幅された受信変調信号を、搬送波再生回
路１２により再生されたそれぞれ９０°位相差の搬送波
を用いて、位相検波器１４．１５により位相検波して復
調し、ＡＤ変換器１８．１９により復調信号を量子化し
て再生データとする構成は従来例と同様であり、この実
施例に於いては、加算器２２．比較器２３．積分器２４
．ＤＡ変換器２５により第１図に於ける利得制御部８が
構成されている。
受信変調信号（中間周波信号）を可変利得増幅器１１に
より増幅し、増幅された受信変調信号を、搬送波再生回
路１２により再生されたそれぞれ９０°位相差の搬送波
を用いて、位相検波器１４．１５により位相検波して復
調し、ＡＤ変換器１８．１９により復調信号を量子化し
て再生データとする構成は従来例と同様であり、この実
施例に於いては、加算器２２．比較器２３．積分器２４
．ＤＡ変換器２５により第１図に於ける利得制御部８が
構成されている。
可変利得増幅器１１の利得を制御する為に、ＡＤ変換器
１８．１９へ入力される復調信号の絶対値を絶対値回路
２０．２１により求め、同一極性とした復調信号を加算
器２２により加算し、比較器２３に於いて設定値ＲＦと
比較し、設定値ＲＦに対する大小の比較出力信号を積分
器２４に於いて積分する。この積分器２４をアナログ積
分器とすれば、その積分出力信号をＤＡ変換器２５によ
りアナログ信号に変換することなく、可変利得増幅器１
１の利得制御信号とすることができるが、可逆カウンタ
等により積分器２４を構成した場合には、カウント内容
等のディジタル信号をＤＡ変換器２５によりアナログ信
号に変換して、可変利得増幅器１１の利得制御信号とす
ることになる。
１８．１９へ入力される復調信号の絶対値を絶対値回路
２０．２１により求め、同一極性とした復調信号を加算
器２２により加算し、比較器２３に於いて設定値ＲＦと
比較し、設定値ＲＦに対する大小の比較出力信号を積分
器２４に於いて積分する。この積分器２４をアナログ積
分器とすれば、その積分出力信号をＤＡ変換器２５によ
りアナログ信号に変換することなく、可変利得増幅器１
１の利得制御信号とすることができるが、可逆カウンタ
等により積分器２４を構成した場合には、カウント内容
等のディジタル信号をＤＡ変換器２５によりアナログ信
号に変換して、可変利得増幅器１１の利得制御信号とす
ることになる。
ＡＤ変換器１８．１９へ入力される復調信号を用いて利
得制御信号を得るものであるから、ＡＤ変換器１８．１
９のオーバーフロー又はアンダーフローの影響（飽和の
影響）を受けないものとなり、雑音が重畳された場合で
も、復調信号のアイパターンのサンプリング点に於ける
平均電圧を、ＡＤ変換器１８．１９のフルスケールとな
るように制御できることになる。従って、ビタビ復号器
に加える再生データを最適コードとすることができる。
得制御信号を得るものであるから、ＡＤ変換器１８．１
９のオーバーフロー又はアンダーフローの影響（飽和の
影響）を受けないものとなり、雑音が重畳された場合で
も、復調信号のアイパターンのサンプリング点に於ける
平均電圧を、ＡＤ変換器１８．１９のフルスケールとな
るように制御できることになる。従って、ビタビ復号器
に加える再生データを最適コードとすることができる。
第３図は本発明の他の実施例のブロック図であり、第２
図と同一符号は同一部分を示し、３０゜３１は減衰器、
３２．３３はＡＤ変換器、３４゜３５は絶対値回路、３
６は加算器、３７は比較器、３８は積分器、３９はＤＡ
変換器（Ｄ／Ａ）であり、第１図の利得制御部８を構成
している。
図と同一符号は同一部分を示し、３０゜３１は減衰器、
３２．３３はＡＤ変換器、３４゜３５は絶対値回路、３
６は加算器、３７は比較器、３８は積分器、３９はＤＡ
変換器（Ｄ／Ａ）であり、第１図の利得制御部８を構成
している。
減衰器３０．３１によりフィルタ１６．１７の出力の復
調信号の振幅を減衰させて、再生データを得る為のＡＤ
変換器１８．１９とは別のＡＤ変換器３２．３３により
量子化し、絶対値回路３４３５により同一符号として加
算器３６により加算し、比較器３７に於いて設定値ＲＦ
と比較し、比較出力信号を積分器３８に於いて積分する
。例えば、可逆カウンタにより構成した場合に、加算出
力が設定値ＲＦより大きい時にカウントアツプし、設定
値ＲＦより小さい時にカウントダウンし、カウント内容
をＤＡ変換器３９によりアナログ信号の利得制御信号と
するものである。
調信号の振幅を減衰させて、再生データを得る為のＡＤ
変換器１８．１９とは別のＡＤ変換器３２．３３により
量子化し、絶対値回路３４３５により同一符号として加
算器３６により加算し、比較器３７に於いて設定値ＲＦ
と比較し、比較出力信号を積分器３８に於いて積分する
。例えば、可逆カウンタにより構成した場合に、加算出
力が設定値ＲＦより大きい時にカウントアツプし、設定
値ＲＦより小さい時にカウントダウンし、カウント内容
をＤＡ変換器３９によりアナログ信号の利得制御信号と
するものである。
従って、再生データを得る為のＡＤ変換器１８１９が、
雑音重畳によりオーバーフロー又はアンダーフローの状
態となったとしても、利得制御ループ内のＡＤ変換器３
２．３３は、減衰器３０３１により復調信号が減衰され
て入力されるから、オーバーフロー又はアンダーフロー
の状態となることはなく、復調信号のアイパターンのサ
ンプリング点に於ける平均電圧をＡＤ変換器１８．１９
のフルスケールとなるように制御することができる。
雑音重畳によりオーバーフロー又はアンダーフローの状
態となったとしても、利得制御ループ内のＡＤ変換器３
２．３３は、減衰器３０３１により復調信号が減衰され
て入力されるから、オーバーフロー又はアンダーフロー
の状態となることはなく、復調信号のアイパターンのサ
ンプリング点に於ける平均電圧をＡＤ変換器１８．１９
のフルスケールとなるように制御することができる。
本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではな（
、利得制御部等を他の論理構成とすることも可能である
。
、利得制御部等を他の論理構成とすることも可能である
。
以上説明したように、本発明は、ＡＤ変換器４゜５に入
力される復調信号の絶対値加算を行い、設定値と比較し
て積分することにより、受信変調信号を増幅する可変利
得増幅器１の利得を制御するものであり、復調信号を量
子化して再生データとするＡＤ変換器４．５が飽和状態
となったとしても、利得制御部８に於いてはその影響を
受けない利得制御信号を出力することができるから、衛
星通信システム等の雑音の多い通信システムに適用した
時に、その雑音によるＡＤ変換器４．５の飽和方向への
利得制御が行われないことになり、常にＡＤ変換器４．
５のフルスケールによる量子化が可能となるから、ビタ
ビ復号器により最尤復号化を行う場合には、最適コード
に量子化することができる利点がある。
力される復調信号の絶対値加算を行い、設定値と比較し
て積分することにより、受信変調信号を増幅する可変利
得増幅器１の利得を制御するものであり、復調信号を量
子化して再生データとするＡＤ変換器４．５が飽和状態
となったとしても、利得制御部８に於いてはその影響を
受けない利得制御信号を出力することができるから、衛
星通信システム等の雑音の多い通信システムに適用した
時に、その雑音によるＡＤ変換器４．５の飽和方向への
利得制御が行われないことになり、常にＡＤ変換器４．
５のフルスケールによる量子化が可能となるから、ビタ
ビ復号器により最尤復号化を行う場合には、最適コード
に量子化することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の一実施
例のブロック図、第３図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第４図は従来例のブロック図、第５図は雑音重畳
アイパターンの説明図、第６図は従来例の制御によるア
イパターンの説明図である。 １は可変利得増幅器、２は搬送波再生回路、３は復調部
、４．５はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、６゜７は絶対値回
路、８は利得制御部である。
例のブロック図、第３図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第４図は従来例のブロック図、第５図は雑音重畳
アイパターンの説明図、第６図は従来例の制御によるア
イパターンの説明図である。 １は可変利得増幅器、２は搬送波再生回路、３は復調部
、４．５はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） 、６゜７は絶対値回
路、８は利得制御部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 受信変調信号を増幅する可変利得増幅器（１）と、 前記受信変調信号の搬送波を再生する搬送波再生回路（
２）と、 前記可変利得増幅器（１）の出力信号を前記搬送波再生
回路（２）からの再生搬送波により直交復調する復調部
（３）と、 該復調部（３）からの復調信号をディジタル信号に変換
するＡＤ変換器（４、５）と、 該ＡＤ変換器（４、５）の入力信号の絶対値を求める絶
対値回路（６、７）と、 該絶対値回路（６、７）の出力信号を加算して設定値と
比較し、比較出力信号を積分して前記可変利得増幅器（
１）の利得制御信号を出力する利得制御部（８）と を備えたことを特徴とする復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP624090A JPH03211916A (ja) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | 復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP624090A JPH03211916A (ja) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | 復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03211916A true JPH03211916A (ja) | 1991-09-17 |
Family
ID=11632984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP624090A Pending JPH03211916A (ja) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | 復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03211916A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07312527A (ja) * | 1993-12-17 | 1995-11-28 | Korea Electron Telecommun | 衛星通信地球局システムの自動周波数制御及び自動利得調節装置 |
| WO2006132002A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 自動制御装置 |
-
1990
- 1990-01-17 JP JP624090A patent/JPH03211916A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07312527A (ja) * | 1993-12-17 | 1995-11-28 | Korea Electron Telecommun | 衛星通信地球局システムの自動周波数制御及び自動利得調節装置 |
| WO2006132002A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 自動制御装置 |
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