JPH03207264A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 直流電源の電圧を変換する電圧変換回路を二重化して負
荷に電圧を供給する電源回路に関し、各電源回路の過電
圧監視回路が低電源回路の出力電圧の影響を受けないた
めに出力端に挿入するオア・ダイオードを必要としない
電源回路を提供することを目的とし、 負荷に出力電圧を供給する２組の電源回路の各々に、直
流電源の電圧を変換して出力する非絶縁型コンバータま
たは非絶縁型共振コンバータと、該非絶縁型コンバータ
をパルス幅の変化する駆動パルスにより制御するパルス
幅制御型駆動回路または非絶縁型共振コンバータを周波
数の変化する駆動パルスにより制御する周波数制御型駆
動回路と、前記非絶縁型コンバータまたは非絶縁型共振
コンバータ（以下、主コンバータと総称する）の出力部
に接続して過電圧を監視し、過電圧を検出したときに前
記パルス幅制御型駆動回路または周波数制御型駆動回路
（以下、駆動回路と総称する）に過電圧情報を送出する
過電圧監視手段と、１次側、２次側それぞれ２巻線から
なり、１次側巻線の中点を前記主コンバータの出力部の
一方の線に接続したトランスと、２つのスイッチを直列
に接続して接続点を前記主コンバータの出力部の他方の
線、該２つのスイッチの他端を前記トランスの１次巻線
の両端に接続し、全幅で交互にスイッチングするプッシ
ュプル・コンバータと、前記トランスの２次側巻線に接
続して全波整流を行ない負荷に出力を送出する整流回路
と、該整流回路の出力電圧を監視し、出力電圧と基準電
圧に差を生じた場合に該電圧差または該電圧差の特定割
合分を修正するための電圧差情報を前記駆動回路に送出
する出力電圧監視手段または２次出力電圧監視手段を備
え、または以上に加えて前記主コンバータの出力電圧を
監視し、出力電圧と基準電圧に差を生じた場合に該電圧
差を修正するための１次電圧差情報を前記パルス幅制御
型駆動回路に送出する１次出力電圧監視手段を備えるよ
うに構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、直流電源の電圧を変換する電圧変換回路を二
重化して負荷に電圧を供給する電源回路に関する。

近年、電源系の信頼度を向上する手法として２組の電源
回路を二重化して負荷に直流電圧を供給する方式が多く
用いられている。これらの電源回路には過電圧が発生し
た場合に高い電圧が負荷に供給されるのを防ぐために過
電圧監視回路が使用されているが、二重化された一方の
電源回路に発生した過電圧が他方の電源回路に加わり、
他方の電源回路の過電圧監視回路を動作させるのを防止
するため、各電源回路の出力端にそれぞれダイオード（
以下、オア・ダイオードと記す）を挿入したうえで２組
の電源回路の出力を接続して負荷に供給している。

しかし、前記のオア・ダイオードは出力回路に直列に挿
入されるため、次の如き問題を生ずる。

（ａ）　　オア・ダイオードの電圧ドロップに起因する
電源回路の効率の低下 （ｂ）　　オア・ダイオードの電圧ドロップに起因する
出力電圧精度の低下 上記の問題を解決するためには順方向電圧ドロップの少
ないダイオードを使用することが望ましく、この目的に
適するダイオードが開発されつつある。しかし、順方向
の電圧ドロップが少ないダイオードは逆方向の電流が増
加する傾向にあり、逆方向電流による損失の増加を来す
ため、まだ問題を全面的に解決する状態には至っていな
い。

このため、前記オア・ダイオードを使用しないで二重化
回路が構成できる電源回路の出現が望まれている。

〔従来の技術〕

第８図は従来技術の構成図である。

第８図においては電源回路６１ａと電源回路６１ｂが二
重化され、それぞれの出力はオア・ダイオードＤ。Ｒ□
、Ｄｏ＋ｕを介して相互に接続されて負荷に供給されて
いる。

電源回路６１ａ内においてはパルス幅制御型駆動回路６
３によりトランジスタＱ１１が駆動されて直流電源６２
よりの直流電流を断続する。このため、直流電源６２よ
りの直流電圧は断続率に応じて低下してトランス６４の
２次（１０）に誘起される。誘起された電圧はダイオー
ドＤ＋＋、Ｄ＋□、コイルＬｌ’ｌ、コンデンサＣＩ２
により平滑化され、オア・ダイオードＤｏ＋＋＋を介し
て負荷６７に出力される。

出力電圧は比較器６５において基準電圧と比較され、出
力電圧と予め設定された基準電圧との電圧差を前記パル
ス幅制御型駆動回路６３に送出する。

パルス幅制御型駆動回路６３は該電圧差情報に応じてト
ランジスタＱ目を駆動するパルスの幅を変更して出力電
圧を調整する。

また、何等かの理由で出力電圧が大幅に高くなると、過
電圧監視回路６６ａがこれを検出し、前記パルス幅制御
型駆動回路６３に過電圧の発生を伝え、該パルス幅制御
型駆動回路６３の制御により出力は遮断される。

電源回路６１ｂの内部は電源回路６１ａと全く同一であ
り、過電圧監視回路６６ｂが出力電圧の過電圧を監視し
ている。今、電源回路６１ｂに過電圧が発生したとする
と、過電圧監視回路６６ｂがこれを検出して出力電圧を
遮断するまでの間に負荷６７の両端に過電圧が供給され
るが、オア・ダイオードＤＯＲＩによってブロックされ
るため、電源回路６１ａの過電圧監視回路６６ａは動作
することはなく、電源回路６１ａは正常の出力電圧を負
荷に供給する。

しかしながら、第８図の如くオア・ダイオードＤｏ１１
＋、Ｄｏ＊ｔを介して負荷６６に電流を供給する方式に
おいては、オア・ダイオードＤ。ｉ＋、Ｄｏｓ＋２によ
り電圧がドロップするため、電源回路の効率が低下する
。また通常、出力電圧の監視は第８図の如く各電源回路
６１ａ、　６１ｂ内において行なわれるため、オア・ダ
イオードＤ。Ｒ１，Ｄ（Ｈ！による電圧ドロップ分が監
視されず、負荷６７に供給される電圧の精度が低下する
。

〔発明が解決しようとする課題〕

２組の電源回路の出力がオア・ダイオードを介して相互
に接続されて負荷に供給される従来技術の電源回路にお
いては、オア・ダイオードにおける電圧低下が電源回路
の効率と出力電圧の精度を低下させるという問題を有し
ている。

本発明は、各電源回路の過電圧監視回路が他電源回路の
出力電圧の影響を受けないために出力端に挿入するオア
・ダイオードを必要としない電源回路を提供することを
目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図乃至第３図は本発明の原理説明図であり、第１図
は基本回路構成、第２図は基本回路構成について出力電
圧の監視手段をトランスの１次側と２次側とで行なうこ
とにより電圧変動を少なくした回路構成、第３図は基本
回路構成における非絶縁型コンバータを共振型とするこ
とにより雑音電圧を低下させた回路構成の原理を説明す
る図である。

第１図乃至第３図中、同一部分は同一記号で示し、１ａ
とｌｂ、１１ａと１１ｂ、　１４ａと１４ｂ、はそれぞ
れ負荷１０に出力電圧を供給する２組の電源回路、２は
直流電源、３は直流電源２の電圧を変換して出力する非
絶縁型コンバータ、４は該非絶縁型コンバータ３をパル
ス幅の変化する駆動パルスにより制御するパルス幅制御
型駆動回路、５は前記非絶縁型コンバータ３の出力部に
接続して過電圧を監視し、過電圧を検出したときに前記
パルス幅制御型駆動回路４に過電圧情報を送出する過電
圧監視手段、６は１次側、２次側それぞれ２巻線からな
り、１次側巻線の中点を前記非絶縁型コンバータ３の出
力部の一方の線に接続したトランス、７は２つのスイッ
チを直列に接続して接続点を前記非絶縁型コンバータ３
の出力部の他方の線、該２つのスイッチの他端を前記ト
ランス６の１次巻線の両端に接続し、全幅で交互にスイ
ッチングするプッシュプル・コンバータ、８は前記トラ
ンス６の２次側巻線に接続して全波整流を行ない負荷ｌ
Ｏに出力を送出する整流回路、９は該整流回路８の出力
電圧を監視し、出力電圧と基準電圧に差を生じた場合に
該電圧差を修正するための電圧差情報を前記パルス幅制
御型駆動回路４に送出する出力電圧監視手段、ｌＯは負
荷である。

１２．１３は前記電源回路１１ａ、１１ｂ内に設けられ
、１２は前記非絶縁型コンバータ３の出力電圧を監視し
、出力電圧と基準電圧に差を生じた場合に該電圧差を修
正するための１次電圧差情報を前記パルス幅制御型駆動
回路４に送出する１次出力電圧監視手段、１３は前記整
流回路８の出力電圧の監視し、出力電圧と基準電圧に差
を生じた場合に該電圧差の特定割合分を修正するための
２次電圧差情報を前記パルス幅制御型駆動回路４に送出
する２次出力電圧監視手段である。

また、１５．１６は前記電源回路１４ａ、　１４ｂ内に
設けられ、１５は直流電源２の電圧を共振回路により電
圧変換して出力する非絶縁型共振コンバータ、１６は該
非絶縁型共振コンバータ１５を周波数の変化する駆動パ
ルスにより制御する周波数制御型駆動回路１６である。

なお、過電圧監視手段５、トランス６及びプッシュプル
・コンバータ７は前記非絶縁型コンバータ３及びパルス
幅制御型駆動回路４がそれぞれ非絶縁型共振コンバータ
１５及び周波数制御型駆動回路１６に置換されてもその
まま適用可能である。

〔作　用〕

第１図において、非絶縁型コンバータ３は直流電源２よ
り供給される電圧をスイッチングにより電圧変換して安
定化を行なうチョッパ回路であるが、該非絶縁型コンバ
ータ３より出力される安定化された直流電圧はトランス
６を通してプッシュプル・コンバータ７に入力される。

該プッシュプル・コンバータ７は全幅導通のスイッチン
グを行ない、トランス６の２つの１次巻線に交互に切れ
目なく電流方向が互いに逆となる一定値の電流を流す。

該１次電流により２次（１０）にはトランス６の巻線比
に応じた電圧が誘起され、整流回路８により平滑な直流
電圧とされ、負荷１０に出力される。

上記において、非絶縁型コンバータ３より出力される電
圧は過電圧監視手段５において監視され、過電圧が検出
されればパルス幅制御型駆動回路４を介して出力電圧を
遮断する。また、負荷への出力電圧は出力電圧監視手段
９において監視して基準電圧との差を前記パルス幅制御
型駆動回路４に送出し、該パルス幅制御型駆動回路４が
非絶縁型コンバータ３に対する駆動パルスの幅を制御し
て出力電圧を調整する。

第１図の構成においてはプッシュプル・コンバータ７は
全幅導通のスイッチングを行なうため電圧を制御する部
分がなく、従って、プッシュプル・コンバータ７の入力
電圧と負荷に対する出力電圧はトランス６の巻線比によ
り決まる一定の比率関係にある。このため、従来、出力
端において行なっていた過電圧監視をプッシュプル・コ
ンバータ７の入力（１０）において行なっても同一効果
が得られることとなり、過電圧監視回路５をトランス６
の１次（１０）に設けることが可能となる。

トランス６の２次（１０）には内部にダイオードを有す
る整流回路８が設けられているため、電源回路の一方、
例えば電源回路１ｂに過電圧が発生しても該過電圧は前
記ダイオードによってブロックされ、正常の電源回路１
ａの過電圧監視回路５には印加されない。従って、第１
図の構成においては従来技術において挿入されていたオ
ア・ダイオードを除去することが可能となる。

次に第２図について説明する。

第１図の構成において、過電圧が発生したとき、過電圧
が発生した電源回路、例えば電源回路１ｂは出力電圧を
遮断するが、過電圧が発生してから遮断されるまでの間
、負荷（１０）に高い電圧が送出されるため、正常な電
源回路１ａの出力電圧監視手段９に過電圧が加わり、該
出力電圧監視手段９はパルス幅制御型駆動回路４を介し
て出力電圧を低下させる。このため、過電圧を発生した
電源回路１ｂにおいて出力が遮断されとき、電源回路１
ａよりの出力電圧は低下した状態にあり、過電圧が除か
れて−から正常電圧に復するまでに若干の時間がかかる
。

即ち、第１図の構成においては過電圧が発生したときの
出力電圧の過渡的変動が大きくなる可能性がある。

第２図は上記の問題を改善するための構成であり、出力
電圧の監視をトランス６の１次側と２次（１０）におい
て行ない、１次側の１次出力電圧監視手段１２では出力
電圧と基準電圧との差分をそのまま修正するように制御
し、２次側の２次出力電圧監視手段１３では出力電圧と
基準電圧の電圧差の特定割合分、例えば数分の１を修正
するように制御する。これによって二重化の相手電源回
路の出力電圧の変化、特に過電圧発生時などに敏感に応
じないようにし、電圧変動を少なくする。

第３図は第１図の非絶縁型コンバータ３を非絶・縁型共
振コンバータ１５に、パルス幅制御型駆動回路４を周波
数制御型駆動回路Ｉ６に置き換えた構成である。

第１図及び第２図の構成においてはパルス幅制御型駆動
回路４よりの駆動パルスにより非絶縁型コンバータ３の
図示省略されたトランジスタ・スイッチをオン／オフす
るため、電流の立上り、立下りによる雑音電圧が出力（
１０）に送出される。第３図の構成は該雑音電圧を減少
させるため、非絶縁型コンバータの内部を共振回路とし
た非絶縁型共振コンバータ１５を使用したものである。

これに伴い、出力電圧の制御をパルス幅でなく、周波数
の変化により行なう必要があり、駆動回路を周波数制御
型駆動回路１６とする。

第３図の構成においては非絶縁型共振コンバータ１５よ
りの出力は急峻な立上り、立下りをもつパルスではなく
なり、出力の雑音電圧が減少する。

以上、第１図乃至第３図の構成はいずれも過電圧監視回
路５がトランス６の１次（１０）に設けられているため
、出力端にオア・ダイオードを接続する必要がな（、該
オア・ダイオードの電圧ドロップに起因する効率の低下
及び出力電圧の精度の低下を防ぐことが可能となる。

〔実施例〕

第４図は第１図の原理による実施例（単一出力）回路構
成図、第５図は第１図の原理による実施例（複数出力）
回路構成図、第６図は第２図の原理による実施例回路構
成図、第７図は第３図の原理による実施例回路構成図で
ある。

第４図乃至第７図中、同一部分については同一記号を用
い、２１ａと２１ｂ　、３１ａと３１ｂ　、４１ａと４
１ｂ　、５１ａと５１ｂはそれぞれ負荷３０に出力電圧
を供給する２組の電源回路、２２は直流電源、２３は非
絶縁型コンバータ、２４はパルス幅制御型駆動回路、２
５は過電圧検出回路、２６．３２はトランス、２７はプ
ッシュプル・コンバータ駆動回路、２８．４２は比較器
、２９はホトカプラ、３０は負荷、５２は非絶縁型共振
コンバータ、５３は周波数制御型駆動回路、Ｑ。

〜Ｑ４はトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８はダイオード、Ｌ１
〜Ｌ３はコイル、０１〜Ｃ８はコンデンサ、Ｒ１−Ｒ６
は抵抗である。

第４図は第１図の原理により単一の電圧を出力する電源
回路の一実施例の回路構成図である。

図において非絶縁型コンバータ２３内のトランジスタＱ
、はパルス幅制御型駆動回路２４よりの駆動パルスによ
りオン／オフを行ない、直流電源２２の電圧をその断続
比に応じて低下させて出力し、該出力電圧はコイルＬ１
及びコンデンサＣＩにより平滑化されて該非絶級型コン
バータ２３より出力される。該出力電圧の子線はトラン
ス２６の１次巻線の中点より２つの巻線を通ってトラン
ジスタＱ。

及びＱ、のコレクタに印加され、また出力電圧の一線は
トランジスタＱ！とＱｓの接続点に接続される。

上記の状態においてトランジスタＱ、及びＱ３はプッシ
ュプル・コンバータ駆動回路２７により全幅導通となる
ように交互に駆動されるため、トランス２６の１次側の
２つの巻線には交互に方向が逆のパルス電流が流れる。

該電流によりトランス２６の２次巻線には巻線比に応じ
た電圧が誘起され、ダイオードＤ、及びり、により切れ
目のない直流電流に変換され、コンデンサＣｔ、Ｃ−に
より雑音電圧が吸収されて負荷３０に出力される。゛出
力電圧は抵抗Ｒ＋を経て比較器２８に入力され、基準電
圧と比較され、基準電圧との差に応じた出力がホト・ト
ランジスタ２９を介してパルス幅制御型駆動回路２４に
送られる。該パルス幅制御型駆動回路２４は入力の大き
さに応じて出力パルスの幅を変化させて非絶縁型コンバ
ータの出力電圧を制御する。また、何等かの理由で出力
電圧が過電圧となった場合は、過電圧検出回路２５が過
電圧を検出してパルス幅制御型駆動回路２４に過電圧情
報を送り、出力を遮断させる。

第４図の構成においては非絶縁型コンバータ２３の出力
電圧と負荷に対する出力電圧はトランス２６の巻線比に
より決まる一定の比率関係にあるため、過電圧監視回路
２５をトランス２６の１次（１０）に設けることが可能
となる。更に、トランス２６の２次（１０）にはダイオ
ードＤｚ、Ｄｓが設けられているため、二重化の相手電
源回路に過電圧が発生してもブロックされ、正常な電源
回路の前記過電圧監視回路２５には印加されないため、
オア・ダイオードを除去できる。

一方、片方の電源回路のトランス２６の２次（１０）に
挿入されているコンデンサが短絡すると他方の電源回路
の出力が短絡されるため、第４図に示すように２つのコ
ンデンサＣ２＋　Ｃ３を直列に接続し、出力電圧の短絡
を防止している。また、比較器２８の短絡障害も同様な
影響を及ぼすため、該比較器２８の入力部にはインピー
ダンスの高い抵抗Ｒ１を接続している。更に負荷側とパ
ルス幅制御型駆動回路２４をホトカプラ２９によって絶
縁し、二重化した電源回路２１ａ、　２１ｂ相互間の誤
動作を防止している。

第５図は第１図の原理により複数の電圧を出力する電源
回路の一実施例の回路構成図である。

第５図の動作は第４図とほぼ同じであるが、トランス３
２の２次側巻線数を増加し、例えば図の如（＋Ｉ２Ｖ、
＋５Ｖ、−５Ｖの３種類の出力を送出している。第５図
の如き構成においては出力電圧はトランス３２の巻線比
により決まり、個々の出力電圧ごとに制御することがで
きないので、出力電圧監視回路を例えば負荷の中で主要
電源であり、かつ精度が要求されるとなる＋５ｖのみに
接続して出力電圧の制御を行なう。

第４図及び第５図の構成は非絶縁型コンバータ２３とト
ランジスタＱ＋、Ｑ２及びプッシュプル・コンバータ駆
動回路２７からなるコンバータの２組のコンバータを必
要とするため、第４図の如き単一の出力電圧の電源回路
では価格が割高となるが、第５図の如く複数の出力電圧
に対して共通の電源回路とすることにより、経済性を向
上することができる。特に、第５図の回路はトランス３
２の２次側が第８図に示した従来技術の回路構成に比し
てはるかに簡単な構成となるため、従来技術に対しても
経済性を発揮できる。なお、第５図中、コンデンサ０４
〜Ｃ８はそれぞれ１個のコンデンサで示されているが、
それぞれ２個のコンデンサを直列に接続して短絡障害を
防止するよう考慮されるべきことは前記と同じである。

第６図は第２図の原理による電源回路の一実施例の回路
構成図である。

第６図の動作は出力電圧の監視回路を除き第４図と同じ
である。第６図においては非絶朦型コンバータ２３の出
力電圧、即ち、１次出力電圧を比較器４２に入力し、基
準電圧との差をパルス幅制御型駆動回路２４に送り、該
パルス幅制御型駆動回路２４において非絶縁型コンバー
タ２３を駆動するパルスの幅を変化して出力電圧を制御
する。また負荷に出力する２次出力電圧を比較器２８に
入力し基準電圧との差をホトカプラ２９及び抵抗Ｒ３を
介して出力するが、該出力は抵抗Ｒ２〜Ｒ４からなる抵
抗分割回路を経て比較器４２の比較電圧回路に入力され
るため、２次出力電圧と基準電圧の差分全部でなく、差
分の一定割合分のみを修正べき電圧差として前記パルス
幅制御型駆動回路２４に入力される。

これによって二重化の相手電源回路の出力電圧の変動に
対して敏感に反応しないようになり、特に相手電源回路
の過電圧発生時の出力電圧の変動を少なくする。

第７図は第３図の原理による電源回路の一実施例の回路
構成図である。

第７図においては第４図の非絶縁型コンバータ２３を非
絶縁型共振コンバータ５２に、パルス幅制御型駆動回路
２４を周波数制御型駆動回路５３に置き換゛えている。

即ち、非絶縁型共振コンバータ５２内においてはコイル
Ｌ２及びコンデンサＣ７により共振回路が形成され、出
力波形が急峻な立上り、立下り特性をもったパルスから
山型の波形に変わる。

このため、パルスの立上り、立下りに伴って発生する雑
音電圧が出力電圧に大きく現れることがなくなる。

以上、説明した如く、第４図乃至第７図の実施例におい
ては何れも出力部にオア・ダイオードを使用しないため
、オア・ダイオードを使用した場合に発生するオア・ダ
イオードの電圧ドロップに起因する電源回路の効率低下
や出力電圧の精度低下を防ぐことができ、また大電流が
通過するオア・ダイオードの除去により電源回路におけ
る放熱面積を縮小することが可能となる。

なお、以上においては第１図乃至第３図の原理をそれぞ
れ単独に実現した実施例を説明したが、第１図乃至第３
図の原理は組み合わせて実現することが可能である。例
えば、第５図の複数出力の電源回路に対して、出力監視
回路を１次、２次の２点で行ない、かつ非絶縁型コンバ
ータを共振型とすることも可能である。また、実施例の
細部回路、例えば過電圧監視回路が過電圧を検出した場
合にパルス幅制御型駆動回路または周波数制御型駆動回
路を介することなく出力を遮断することは可能であり、
また電圧監視回路の構成も第４図乃至第７図に示した以
外の構成をとり得るが、これら回路構成の変形によって
本発明の作用、効果が変わらないことは明らかであり、
本発明はこれらの回路構成の変形を排除するものではな
い。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、直流電源の電圧
を変換する電圧変換回路を二重化して負荷に電圧を供給
する電源回路において、各電源回路の過電圧監視回路が
他電源回路の出力電圧の影響を受けないために出力端に
挿入するオア・ダイオードを除去することが可能となる
ため、オア・ダイオードの電圧ドロップに起因する電源
回路の効率の低下と出力電圧精度の低下をなくなすこと
ができ、かかる電源回路の性能向上に寄与するところが
大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図（１）、第２図は本発明の
原理説明図（２）、第３図は本発明の原理説明図（３）
、第４図は本発明の第１図の原理による実施例（単一出
力）回路構成図、第５図は本発明の第１図の原理による
実施例（複数出力）回路構成図、第６図は本発明の第２
図の原理による実施例回路構成図、第７図は本発明の第
３図の原理による実施例回路構成図、第８図は従来技術
の回路構成図である。 図中、 １ａ、　ｌｂ、　１１ａ、　１１ｂ、　１４ａ、　１４
ｂ　−−−−−・−電源回路２−・−−一−・・−・−
・直流電源 ３　・−−−−一−・−−−・・−・−４−・−・−・
−・−・・ ５　・−・−・・・−・・−・ ６−・・−・・−−−−−・・−・・−・・７−・−・
・・−−一−・・−・ ８−・−・−・−・−・・−・ ９−・−・−−−−・・・−・−・・・１０−・・・−
・−・−・−・・−・・・１２　−−−−−−−・・ １３　・・−−−一−−−・−−−〜−−−・・１５−
・−−−−〜−・−・・−・ １６−−−・−・・−・−・−・−・・である。 非絶縁型コンバータ パルス幅制御型駆動回路 過電圧監視手段 トランス プッシュプル・コンバータ 整流回路 出力電圧監視手段 負荷 １次電圧監視手段 ２次電圧監視手段 非絶縁型共振コンバータ 周波数制御型駆動回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、負荷（１０）に出力電圧を供給する２組の電源回路
   （１ａ、１ｂ）の各々に、 直流電源（２）の電圧を変換して出力する非絶縁型コン
   バータ（３）と、 該非絶縁型コンバータ（３）をパルス幅の変化する駆動
   パルスにより制御するパルス幅制御型駆動回路（４）と
   、 前記非絶縁型コンバータ（３）の出力部に接続して過電
   圧を監視し、過電圧を検出したときに前記パルス幅制御
   型駆動回路（４）に過電圧情報を送出する過電圧監視手
   段（５）と、 １次側、２次側それぞれ２巻線からなり、 １次側巻線の中点を前記非絶縁型コンバータ（３）の出
   力部の一方の線に接続したトランス（６）と、 ２つのスイッチを直列に接続して接続点を前記非絶縁型
   コンバータ（３）の出力部の他方の線、該２つのスイッ
   チの他端を前記トランス（６）の１次巻線の両端に接続
   し、全幅で交互にスイッチングするプッシュプル・コン
   バータ（７）と、 前記トランス（６）の２次側巻線に接続して全波整流を
   行ない負荷（１０）に出力を送出する整流回路（８）と
   、 該整流回路（８）の出力電圧を監視し、出力電圧と基準
   電圧に差を生じた場合に該電圧差を修正するための電圧
   差情報を前記パルス幅制御型駆動回路（４）に送出する
   出力電圧監視手段（９）を備え、 ２組の電源回路（１ａ、１ｂ）の出力端を相互に直接接
   続して二重化し、負荷（１０）に電力を供給することを
   特徴とする電源回路。 ２、負荷（１０）に出力電圧を供給する２組の電源回路
   （１１ａ、１１ｂ）の各々に、 直流電源（２）の電圧を変換して出力する非絶縁型コン
   バータ（３）と、 該非絶縁型コンバータ（３）をパルス幅の変化する駆動
   パルスにより制御するパルス幅制御型駆動回路（４）と
   、 前記非絶縁型コンバータ（３）の出力部に接続して過電
   圧を監視し、過電圧を検出したときに前記パルス幅制御
   型駆動回路（４）に過電圧情報を送出する過電圧監視手
   段（５）と、 １次側、２次側それぞれ２巻線からなり、 １次側巻線の中点を前記非絶縁型コンバータ（３）の出
   力部の一方の線に接続したトランス（６）と、 ２つのスイッチを直列に接続して接続点を前記非絶縁型
   コンバータ（３）の出力部の他方の線、該２つのスイッ
   チの他端を前記トランス（６）の１次巻線の両端に接続
   し、全幅で交互にスイッチングするプッシュプル・コン
   バータ（７）と、 前記トランス（６）の２次側巻線に接続して全波整流を
   行ない負荷（１０）に出力を送出する整流回路（８）と
   、 前記非絶縁型コンバータ（３）の出力電圧を監視し、出
   力電圧と基準電圧に差を生じた場合に該電圧差を修正す
   るための１次電圧差情報を前記パルス幅制御型駆動回路
   （４）に送出する１次出力電圧監視手段（１２）と、 前記整流回路（８）の出力電圧を監視し、出力電圧と基
   準電圧に差を生じた場合に該電圧差の特定割合分を修正
   するための２次電圧差情報を前記パルス幅制御型駆動回
   路（４）に送出する２次出力電圧監視手段（１３）を備
   え、 ２組の電源回路（１１ａ、１１ｂ）の出力端を相互に直
   接接続して二重化し、負荷（１０）に電力を供給するこ
   とを特徴とする電源回路。 ３、負荷（１０）に出力電圧を供給する２組の電源回路
   （１４ａ、１４ｂ）の各々に、 直流電源（２）の電圧を共振回路により電圧変換して出
   力する非絶縁型共振コンバータ（１５）と、該非絶縁型
   共振コンバータ（１５）を周波数の変化する駆動パルス
   により制御する周波数制御型駆動回路（１６）と、 前記非絶縁型共振コンバータ（１５）の出力部に接続し
   て過電圧を監視し、過電圧を検出したときに前記周波数
   制御型駆動回路（１６）に過電圧情報を送出する過電圧
   監視手段（５）と、 １次側、２次側それぞれ２巻線からなり、 １次側巻線の中点を前記非絶縁型共振コンバータ（１５
   ）の出力部の一方の線に接続したトランス（６）と、 ２つのスイッチを直列に接続して接続点を前記非絶縁型
   共振コンバータ（１５）の出力部の他方の線、該２つの
   スイッチの他端を前記トランス（６）の１次巻線の両端
   に接続し、全幅で交互にスイッチングするプッシュプル
   ・コンバータ（７）と、 前記トランス（６）の２次側巻線に接続して全波整流を
   行ない負荷（１０）に出力を送出する整流回路（８）と
   、 該整流回路（８）の出力電圧を監視し、出力電圧と基準
   電圧に差を生じた場合に該電圧差を修正するための電圧
   差情報を前記パルス幅制御型駆動回路（４）に送出する
   出力電圧監視手段（９）を備え、 ２組の電源回路（１４ａ、１４ｂ）の出力端を相互に直
   接接続して二重化し、負荷（１０）に電力を供給するこ
   とを特徴とする電源回路。