JPH03187195A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 電源電圧変動補償回路を用いた放電灯点灯装置を第６図
に示す。

この放電灯点灯装置では商用電源ＡＣをダイオードブリ
ッジＤＢで整流した後、コンデンサＣＩで整流平滑し、
この整流平滑して得られた直流を電源としてインバータ
回路１を駆動するようになっている。

インバータ回路１は直流電源に対して直列に接続したス
イッチング素子Ｑ１．Ｑ２を交互にオ、ンオフさせるこ
とにより、スイッチング素子Ｑ２に並列接続したインダ
クタンス素子り、とコンデンサＣ２との直列回路を共振
動作させるようになっている。

つまりスイッチング素子Ｑ、がオンすることにより、イ
ンダクタンス素子り、→コンデンサＣ２に電流が流れて
エネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ、がオフし、
スイッチング素子Ｑ２がオンすることにより蓄積された
エネルギーを放出させるインダクタンス素子Ｌ　＋　、
コンデンサＣ２のＬＣ共振回路をｆｌＩ戒し、コンデン
サＣ２の両端電圧を高周波振動によって得る。

このコンデンサＣ２に得られた電圧を直流カット用コン
デンサＣ２を介して放電灯ｅに印加することにより放電
灯ｌを点灯させるのである。

電源電圧変動補償回路は、スイッチング素子Ｑ、Ｑ２を
駆動する駆動回路並びに発振回路と共に制御回路ＩＣ，
に設けられており、電源変動検出端子を直流電源とイン
バータ回路１の接続点であるａ点に接続している。

第６図は従来例の制御回路ＩＣＩの回路構成を示してお
り、この回路に基づいて電源変動補償の方法を次に説明
する。

まず発振回路２を構成するトランジスタＱｓ。

Ｑ６はＰＮＰ）ランジスタを用いたカレントミラー回路
を構成しており、電源Ｖｃｃ→トランジスタＱ、→抵抗
Ｒ２→抵抗Ｒ１と電流Ｉ、が流れることにより、トラン
ジスタＱ６にもトランジスタＱ５に流れる電流と同じ大
きさの電流が流れ、コンデンサＣ５を充電する。コンデ
ンサＣ５が充電されると、ｂ点の電位は徐々に上昇し、
ｂ点の電位が基準電位Ｖ　ｒ　＠　ｆ　１以上になると
、コンパレータＩＣ３の出力が°“Ｈ”となってトラン
ジスタＱ、がオンする。

トランジスタＱ７がオンすること番こより、コンデンサ
Ｃ７に蓄積された電荷がコンデンサＣ７、トランジスタ
Ｑ、を経て放電し、そのためｂ点の電位は下がり、コン
パレータＩＣ３の出力が“Ｌ”となってトランジスタＱ
？がオフし、再びコンデンサＣ５が充電され始める。

このようにトランジスタＱｓ、Ｑ−及びＱ７、コンパレ
ータＩ　Ｃｓの回路によって発振回ｉ２が構成され、ｂ
点の電位は鋸歯状に出力される。この出力波形をインバ
ータＩＮＶにより矩形波に波形整形して、そのインバー
タＩＮＶの出力Ｃがインバータ回路１のスイッチング素
子Ｑ１．Ｑ２を交互にオンオフ駆動する出力０ＵＴＩ　
、０ＵＴ２として駆動回路ＩＣ，によって出力される。

ここで第６図のａ点に接続された抵抗Ｒ９，トランジス
タＱ、、Ｑ４によって電源電圧変動補償回路３は構成さ
れる。

この電源電圧変動補償回路３の動作は以下の通りである
。

つまりａ点で得られる入力電圧Ｖｉｎにより抵抗Ｒ１を
経てトランジスタＱ、に電流Ｉ２が流れる。

ここでトランジスタＱ、、Ｑ、はカレントミラー回路を
構成しているため、トランジスタＱｌに流れる電流Ｉ２
はトランジスタＱ４に伝達され、同じ大きさのミラー電
流１２’が流れる。トランジスタＱ、のコレクタは発振
回路２中の抵抗Ｒ２と抵抗Ｒコとの接続点に接続されて
いるため、トランジスタＱ、に流れる電流は上記電流■
、と抵抗Ｒ２を経てトランジスタＱ、に流れる電流Ｉ２
°との合成電流が流れる。そのためトランジスタＱ６に
流れる電流Ｉ、は Ｔ３＝Ｉｌ＋Ｉ２ で表され、実際はこの電流Ｉ、により発Ｓ回路２の発振
周波数が決められることになる。

さて電源電圧が上昇することにより入力電圧■ｉｎが上
昇し、ａ点の電位が上昇する。ここで例えば損失及びダ
イオードブリッジＤＢのダイオードの順方向降下電圧が
ないとして１００Ｖの商用電源ＡＣが入力している場合
のａ点の電位は１４１Ｖであるが、商用電源ＡＣ電圧が
１１０Ｖに上昇すると、ａ点の電位は１５５Ｖになる。

ａ点の電位が上昇すると、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ２が
多くなり、そのためトランジスタＱ！を流れる電流■、
は増加する。電流Ｉ、が増加するとコンデンサＣ１を充
電するスピードが増加してｂ点の電位はより早く高くな
り、そのためトランジスタＱ、が早くオンすることにな
る。

このようにａ点の電位が高くなることによって発振回路
の発振周波数は高くなり、第７図に示すようにインバー
タ回路の発振周波数はｆ、からｆ３へというように高く
なる。

一方ａ点の電位が下がると、電流■２が減少し、そのた
め電流■、が減少して発振回路２の発振周波数は低くな
り、結果インバータ回路１の発振周波数も第８図に示す
ｆ、からｆ２へというように低くなる。

第９図は入力電圧Ｖｉｎとインバータ回路１の発振周波
数との関係を示しており、入力電圧Ｖｉｎの増加に伴っ
て発振周波数も増加する。

このような制御形態がとられるのは通常、電圧位相に比
べて電流位相が遅れている遅相モードを用いた共振回路
を有するためである。

ここで第８図は第６図に示すように放電灯ｅを負荷とし
て接続した場合の共振によるコンデンサＣ７の両端電圧
ＶＣ，の波形とインバータ回路１の発振周波数との関係
を示している。この第８図においてｆ。の周波数は負荷
（第６図の場合には放電灯ｌ）を有する場合の共振周波
数であり、この共振周波数ｆ０より右側（周波数が高い
＠）が遅相モード側となる。

第６図回路は電源電圧が上昇すると放電灯ｌの出力は増
加するため、発振周波数を上げ負荷出力を下げる方向に
動作させ、また逆に電源電圧が下がると、発振周波数を
下げて、負荷出力を増加させる方向に動作させるもので
ある。このように電源電圧が増減しても負荷出力を略一
定化させることができるのが、上記電源電圧変動補償回
路３である。

［発明が解決しようとする課題］ ところが電源電圧変動補償回路３において瞬時停電或は
極端な電圧降下などがあった場合、電源電圧が減少する
ことによりインバータ回路１の発振周波数が上記のよう
に下がるため共振周波数ｆ。に近付き或は共振周波数ｆ
０を越えて進相モードに入ってしまって各回路部品へ加
わるストレスが大きくなるなどの問題があった。また遅
相モードで例えば４０ＫＨｚ以上で使用中に電圧降下が
起きて発振周波数が４０ＫＨｚ以下などに低下すること
があり、光リモコン機器への干渉等の影響があった。

本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは電源電圧の突穴に応じてインバータ回
路の発振周波数を変化させて一定出力を得る電源電圧変
動補償回路を持つ放電灯点灯装置において、電源電圧が
降下したときには発振周波数がインバータ回路の共振回
路の共振周、波数になるまでの間の所定周波数において
電源電圧変動補償回路の働きによる周波数可変を抑制し
て出カ一定化の動作を抑制し、部品へのストレスを低減
させることができる放電灯点灯装置を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上述の目的を達成するために、商用電源を整流
平滑して得られる直流を電源としてスイッチング素子を
断続することにより、インダクタンス素子とコンデンサ
との直列回路からなる共振回路に振動電流を流すインバ
ータ回路と、上記コンデンサに並列に接続される放電灯
と、上記第１のスイッチング素子、第２のスイッチング
素子を所定周波数で駆動する発振出力を発生する発振回
路と、電源電圧の変動を検知して発振回路の発振周波数
を可変することによりインバータ回路の出力を一定化す
る電源電圧変動補償回路とから構成される放電灯点灯装
置において、電源電圧が降下したときにはインバータ回
路の共振周波数より高い一定周波数で発振周波数の変化
を抑制する手段を電源電圧変動補償回路に備えたもので
ある。

［作用］ 而して本発明によれば、電源電圧が降下したときにはイ
ンバータ回路の共振周波数より高い一定周波数で発振周
波数の変化を抑制する手段により、電源変動補償の機能
を損なうことなく極端な電圧降下や瞬時停電となった場
合でも発振周波数をインバータ回路の共振回路の共振周
波数まで変化させることが無くなって、回路素子に過大
なストレスを加えないようすることができるのである。

［実施例］ 以下本発明を実施例により説明する。

第１図は本発明放電灯点灯装置に用いる制御回、路を構
成する電源電圧変動補償回路３と発振回路２の一部分を
示したもので、図示する発振回路２のコンデンサＣ９に
並列接続されるコンデンサ及びコンパレータと、インバ
ータ回路１のスイッチング素子Ｑ＋、Ｑｔの駆動回路に
は第７図回路と同様な回路構成を用いているため省略し
ている。而して図示する制御回路はインバータ回路１が
共振の遅相モードで動作する第６図の放電灯点灯装置に
おける制御回路ＩＣ，とじて用いられる。

ここで実施例に用いられる電源電圧変動補償回路３はト
ランジスタＱ、、Ｑ、等で構成されるカレントミラー回
路のａ点とトランジスタＱ３のコレクタとの間に抵抗Ｒ
，，Ｒ’　、の直列回路を接続して、この直列回路の接
続点ｄにダイオードＤ、を介して電源Ｖｃｃ’を接続し
た点で第７図の従来例と相違する。

而して第６図回路において商用電源ＡＣの電圧Ｖａｃが
高い場合には第７図従来例回路と同様に同じ動作をなす
、つまりａ点電位■１が抵抗Ｒｓｏ１及びＲ＋　’によ
り分圧され、そ、の中点であるｄ点の電位Ｖ、がＶＤ＞
　Ｖｃｃ’　　ＶｏＩ１０＋の場合、ダイオードＤ、は
オフで、電気的には開放されている状態であるため、回
路構成が従来例と同じ構成となる。Ｖ（＋１１０１はダ
イオードＤ、がオンするためのスレショルドレベルであ
る。

次に商用電源ＡＣの電圧Ｖａｃが低下して、ｄ点の電位
Ｖｎが■。≦Ｖｃｃ’　−Ｖ。１１１１１となると、該
式の両辺の電位差分だけ、電源Ｖｃｃ’よりダイオード
Ｄ＋を介して抵抗Ｒ１′に電流が流れる。

つまり電源電圧Ｖａｃが一定値になるまでは電源変動に
応じて従来と同様に発振周波数は可変されるが、電源電
圧Ｖａｃが一定値になると、ａ点からの電流の流れ込み
の減少に伴って、電源Ｖｃｃ゛から流れる電流が増加し
、結果発振回路２の電源Ｖｃｃからの電流が増加して発
振周波数が下がる幅（′ｒ４源電圧電圧変動う補償の効
果）を減少させるあるいは略一定にすることができるの
である。

第２図は電源電圧Ｖａｃが上記一定値に低下した時点の
発振周波数をインバータ回路１の共振周波数ｆ０までの
一定周波数にすることにより、共振周波数ｆ。に至るま
でに周波数変化を抑制することができ、結果回路部品に
大きなストレスが印加されるのを防止することができる
。

第３図は本発明の別の実施例の制御回路を構成する電源
電圧変動補償回路３と発振回路２の一部分を示したもの
で、この実施例では電源電圧変動補償回路３のトランジ
スタＱ、のコレクタ・エミッタ間にツェナーダイオード
ＺＤＩを接続した点で第７図従来例回路と相違するもの
で、ａ点の電圧Ｖ、が電源電圧ＶａＣの降下に件って下
がると、電流■２が減少することにより抵抗Ｒ２の両端
電圧が降下し、この結果抵抗Ｒ１の両端電圧が上昇する
点で第７図従来例と同様であるが、この抵抗Ｒ１の両端
電圧の上昇はツェナーダイオードＺＤ、のツェナー電圧
以上とならないようになっている。

従ってそれ以上の抵抗Ｒ１の両端電圧の上昇分にみあう
電流はツェナーダイオードＺＤ、に流れるため、電流Ｉ
、がある一定値以下にならず、結果電源電圧Ｖａｃが降
下しても発振周波数はある一定周波数までは減少するが
、それ以下には電源電圧Ｖ　ａ　ｃが降下しても略一定
に保持することができるのである。この一定値をインバ
ータ回路１の共振周波数ｆ０までの周波数の値になるよ
うに設定することにより過大なストレスが回路素子に印
加されることを防止できる。

第４図は本発明の他の実施例の制御回路を構成する電源
電圧変動補償回路３と発振回路２を示したもので、この
実施例では発振回路２の電源Ｖ　ｃ　ｃに並列に抵ｖＬ
Ｒ４，Ｒ，の直列回路を接続するととに、トランジスタ
Ｑｓのコレクタには抵抗Ｒ２のみを直列接続し、更にコ
ンデンサＣ３に並列に接続するトランジスタＱ７を制御
するコンパレータＩＣ１の基準電位Ｖ１．。を抵抗Ｒ４
，Ｒｓの接続点より得るようにし、また電源電圧変動補
償回路３のトランジスタＱ４とツェナーダイオードＺＤ
、との並列回路を抵抗Ｒ１に並列接続しである。

つまりコンパレータＩＣ，の基準電位Ｖ　ｒ　＊　ｆ　
ｌは抵抗Ｒ４、Ｒ、の分圧と、トランジスタＱ、に流れ
る電流で決まるようになっている。

而して電源電圧Ｖ　ａ　ｃが低下して、ａ点の電圧Ｖ、
が下がると、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ２が減少し、トラ
ンジスタＱ４に流れる電流も減少する。

この電流減少により抵抗Ｒ３の両端電圧が下がり、抵抗
Ｒ７の両端電圧が上昇する。抵抗Ｒ５の両端電圧が上昇
することにより、コンパレータＩＣ，の基準電位Ｖ　ｒ
　＊　ｔ　Ｉが上昇し、その結果コンデンサＣ、の充電
がより長く行なわれる方向にトランジスタＱ、が制御さ
れ、結果発振周波数が低くなる。

ここでツェナーダイオードＺＤ、が抵抗Ｒ１に並列に接
続されているため、抵抗Ｒ１の両端電圧はツェナー電圧
以上にはならず、結果ツェナー電圧によって決められる
発振周波数より発振周波数は下がらず、略一定とするこ
とができる。この一定値をインバータ回路１の共振周波
数ｆ０までになるように設定することにより、過大なス
トレスが回路素子に加わるのを防止することができるの
である。

第５図は本発明のその他の実施例の制御回路を構成する
電源電圧変動補償回路３と発振回路２の一部分を示した
ものであり、かかる実施例回路は電源電圧変動補償回路
３のａ点とトランジスタＱ３のコレクタとの間に抵抗Ｒ
＋　、　Ｒ＋°の直列回路を接続し、更にこの抵抗Ｒ１
，Ｒ，’の接続点ｄにコンパレータＩＣ，の比較入力端
を接続し、コンパレータＩＣ，の出力で駆動されるトラ
ンジスタＱ、を発振回路２の抵抗Ｒ１に並列に接続した
点で第７図従来例回路と相違する。

つまりこの実施例回路では電源電圧Ｖａｃが高くてａ点
の電圧Ｖ１が高く、ｄ点の電位がコンパレータＩ　Ｃ４
の基準電位Ｖ　ｒ　＊　１２より高い場合にはコンパレ
ータＴＣ４の出力が“Ｌ″となって、トランジスタＱ、
をオフ状態とするようになっている。　このトランジス
タＱ、がオフ状態のとき、発振回路２は抵抗Ｒ２，Ｒ３
に流れる電流及びトランジスタＱ４に流れる電流とを合
わせた大きさのトランジスタＱ６に流れる電流により充
電され、従来例と同様に発振周波数を変化させる。

電源電圧Ｖａｃが低下して、ｄ点の電位がコンパレータ
Ｉ　Ｃ４の基準電位Ｖ　ｒ　＋＋　１２より高くなると
、コンパレータ■Ｃ４の出力が“Ｈ”となって、トラン
ジスタＱ、をオンする。これにより発振回路２は抵抗Ｒ
２に流れる電流及びトランジスタＱ４に流れる電流を合
わせた電流と同じ大きさのトランジスタＱ＠に流れる電
流によりコンデンサＣ３が充電される。抵抗Ｒ２に流れ
る電流は抵抗Ｒ２とＲ１との直列回路に流れる電流に比
べて大きくなることにより、コンデンサＣ９を充電する
電流が大きくなって発振周波数が高くなり、発振周波数
が低下するのを抑制するとともに、発振回路２を流れる
電流全体における、トランジスタＱ４へ流れる電流の割
合が小さくなって、電源変動補償の効果を減少させる。

ここで上記コンパレータＩ　Ｃ４の基準電位■７□、を
発振周波数がインバータ回路１の共振周波数ｆ０になら
ない電源電圧Ｖａｃに対応させて設定することにより、
過大なストレスが回路素子に加わるのを防止できるので
ある。

［発明の効果］ 本発明は上述のように構成した放電灯点灯装置において
、電源電圧が降下したときにはインバータ回路の共振周
波数より高い一定周波数で発振周波数の変化を抑制する
手段を電源電圧変動補償回路に備えたものであるから、
電源変動補償の機能を損なうことなく極端な電圧降下や
瞬時停電となった場合でも発振周波数をインバータ回路
の共振回路の共振周波数まで変化させることが無くなっ
て、回路素子に過大なストレスが加わら、ｆＩＩいよう
にすることができ、また発振周波数を限定することによ
り、放電灯の発光周波数が光リモコン機器等へ影響を与
えるのを無くすこともできるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部の一部省略した回路図
、第２図は同上の電源電圧−発振周波数関係説明図、第
３図は本発明の別の実施例の要部の一部省略した回路図
、第４図は本発明の他の実施例の要部の一部省略した回
路図、第５図は本発明のその他の実施例の要部の一部省
略した回路図、第６図は放電灯点灯装置の回路構成図、
第７図は従来例の主要な回路の回路図、第８図、第９図
は同上の説明図である。 ２は発振回路、３は電源電圧変動補償回路、Ｄはダイオ
ード、Ｖｃｃ’は電源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）、商用電源を整流平滑して得られる直流を電源と
   してスイッチング素子を断続することにより、インダク
   タンス素子とコンデンサとの直列回路からなる共振回路
   に振動電流を流すインバータ回路と、上記コンデンサに
   並列に接続される放電灯と、上記第１のスイッチング素
   子、第２のスイッチング素子を所定周波数で駆動する発
   振出力を発生する発振回路と、電源電圧の変動を検知し
   て発振回路の発振周波数を可変することによりインバー
   タ回路の出力を一定化する電源電圧変動補償回路とから
   構成される放電灯点灯装置において、電源電圧が降下し
   たときにはインバータ回路の共振周波数より高い一定周
   波数で発振周波数の変化を抑制する手段を電源電圧変動
   補償回路に備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。